C650立式機(jī)床電氣系統(tǒng)的設(shè)計(jì)【全套設(shè)計(jì)含CAD圖紙】
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基于新的調(diào)速電機(jī)電流控制方法的高性能電流源PWM逆變器供電異步電動機(jī)
摘 要
本文提出了一種只有測量轉(zhuǎn)子角速度和當(dāng)前所需的電機(jī)控制的高性能矢量控制電流源PWM逆變器供電的異步電動機(jī)(PWM-CSI)。新穎的方法為補(bǔ)償電容電流的電機(jī)的過濾器和阻尼振蕩的電機(jī)電流提出了瞬態(tài)條件。此方法通過仿真驗(yàn)證了有效性。
一、介紹
迅速發(fā)展的動力學(xué)和微電子近年來實(shí)現(xiàn)了使用感應(yīng)機(jī)在高性能電動機(jī)驅(qū)動的應(yīng)用。在低、中等容量水平感應(yīng)電動機(jī)驅(qū)動的變速通常使用一個PWM電壓源逆變器(PWM-VSI)。然而,切換電壓產(chǎn)生高的斜坡電壓定子繞組,導(dǎo)致了軸承是否絕緣的問題。一個可行的解決辦法是使用PWM逆變器的電流源(PWM-CSI)(圖1)。兩個電壓和電流的機(jī)器幾乎是正弦因此電壓應(yīng)力機(jī)器繞組低。
PWM逆變器的電流源C濾波器插入在負(fù)載方面減少諧波電流。由于電容電流的過濾電機(jī)電流引用不準(zhǔn)確,這可能導(dǎo)致性能不穩(wěn)定問題。一些基于測量負(fù)載電容電壓的方法[l,2]可用來解決這個問題。然而,穩(wěn)定狀態(tài)方程的負(fù)載過濾和電容電流可以不用通過測量來補(bǔ)償。
另一方面,C過濾器和機(jī)器感應(yīng)系數(shù)形成諧振電路刺激尤其是當(dāng)電機(jī)電流都改變了。一些基于測量電機(jī)的電壓或電流的方法[3,4],已經(jīng)提出了用于抑制電機(jī)電流振蕩中的瞬態(tài)條件。然而,PWM-CSI驅(qū)動電機(jī)電流測量不需要自干路上的過流保護(hù)可以檢測直流電流傳感器。所以,最好使用控制方法是不需要電機(jī)電流的測量的,因?yàn)樵谶@種情況下,電機(jī)電流傳感器可以完全消除。
現(xiàn)在的工作控制系統(tǒng)中的PWM-CSI驅(qū)動正在研發(fā)中。當(dāng)原型的5千瓦和100千瓦已經(jīng)建成時早期的行側(cè)變換器[5、6]也在研究中。最終的目標(biāo)是在最低硬件要求下開發(fā)高性能馬達(dá)驅(qū)動。
擬議的矢量控制系統(tǒng)中實(shí)現(xiàn)面向轉(zhuǎn)子磁鏈參考幀。沒有任何測量的電容式電流補(bǔ)償?shù)呢?fù)載過濾器結(jié)合穩(wěn)定狀態(tài)方程和電機(jī)負(fù)載過濾器。同時,一種新的方法為降低電機(jī)電流振蕩提出了瞬態(tài)條件。該方法基于組合的動力學(xué)方程,電機(jī)負(fù)載過濾器,不需要任何測量。然而,速度傳感器包括獲得驅(qū)動也運(yùn)行得很好接近零速度。
二、矢量控制的電流源PWM逆變器供電的異步電機(jī)驅(qū)動
圖1顯示了主電路的電流源PWM逆變器供電的異步電機(jī)驅(qū)動。Llif和Clif的電感、電容濾波和Usup線的供應(yīng)電壓。
Clof是負(fù)載的濾波電容。線和負(fù)載橋梁是相同的。兩個橋路有六個可控開關(guān)如延誤晶體管(IGBTs)。IGBTs 反并聯(lián)二極管的電量的模塊也顯示如圖。由于這些二極管和非常低的反向電壓阻塞能力的IGBTs,額外的二極管需要被連接在系列有晶體管。一個平滑的電感(Ldc)由兩個電路聯(lián)系。
在PWM-CSI驅(qū)動線轉(zhuǎn)換器是用來控制交流電流。函數(shù)的行轉(zhuǎn)換器是用來同步供應(yīng)電壓。通過改變調(diào)制指數(shù)中的行交流電壓的電路,即交流電流,是可以控制的。在線電壓參考幀活動和無功功率轉(zhuǎn)換器的行可以簡單地控制與實(shí)際和和虛軸零件的供應(yīng)電流矢量[5,6]。行過濾器采用無功功率可以補(bǔ)償控制系統(tǒng)[5,6]。
定子電流產(chǎn)生負(fù)載轉(zhuǎn)換器。在恒轉(zhuǎn)矩區(qū)域和成線性正比定子頻率削弱區(qū)域；過濾器采用電容電流負(fù)載是成正比的定子頻率。
三.基于載流子的矢量控制系統(tǒng)
矢量控制方法的AC馬達(dá)控制與直流電機(jī)相像具有獨(dú)立渠道通量和轉(zhuǎn)矩控制。圖2(a)展示了矢量控制系統(tǒng)中實(shí)現(xiàn)載流子參考框架是基于間接矢量控制方案[7]。應(yīng)該指出的是,控制系統(tǒng)中的行轉(zhuǎn)換器在圖中沒有顯示。線轉(zhuǎn)換器控制的詳細(xì)描述可以在[5,6]中找到。
電磁轉(zhuǎn)矩的感應(yīng)電動機(jī)的轉(zhuǎn)子-通量導(dǎo)向的參考框架可以寫成
式中p為極對數(shù)的數(shù)量，Lm 為磁化電感，Lr為轉(zhuǎn)子自感，為轉(zhuǎn)子磁化電流，isy為在轉(zhuǎn)子磁鏈坐標(biāo)系統(tǒng)的基礎(chǔ)上的虛軸組件的定子電流矢量。低于名義轉(zhuǎn)子速度不變和電磁轉(zhuǎn)矩進(jìn)行控制isy,其中引用值是速度控制器的輸出。高于名義轉(zhuǎn)子速度參考價值的磁化電流與定子頻率成反比。磁化電流可以通過與實(shí)軸組件的定子電流矢量isx控制,載流子參考框架,如下:
圖 2 a) PWM-CSI載流子運(yùn)行參考幀的矢量控制。
b) 相位差電機(jī)電流補(bǔ)償。
c)振動電機(jī)電流的結(jié)構(gòu)阻尼。
在間接矢量控制系統(tǒng)的轉(zhuǎn)子磁鏈角以測量轉(zhuǎn)子位置角計(jì)算，參考價值的偏角用如下的方式表示:
如果角轉(zhuǎn)子速度w是可衡量的,如圖2(a)、(c)可以寫成
轉(zhuǎn)子磁鏈角必須轉(zhuǎn)換成逆變器當(dāng)前參考矢量固定坐標(biāo)。參數(shù)mr是指基于轉(zhuǎn)子磁鏈的參考幀。在擬議的矢量控制系統(tǒng)只有轉(zhuǎn)子角速度和電流測量交流需要電機(jī)控制。測量交流當(dāng)前需要調(diào)制器實(shí)現(xiàn)[8、9]在這兩個轉(zhuǎn)換器的直流連結(jié)電流控制在線轉(zhuǎn)換器。直流電流的當(dāng)前參考價值產(chǎn)生于負(fù)載轉(zhuǎn)換器如下:
其中常數(shù)c ≥ 1，即為了保持調(diào)制的線性區(qū)域，交流當(dāng)前的大小應(yīng)該等于或大于逆變器的長度當(dāng)前參考向量。
電機(jī)電流相位誤差補(bǔ)償
圖2(a)控制系統(tǒng)存在是定子電流參考向量不能實(shí)現(xiàn)準(zhǔn)確的問題因?yàn)樨?fù)載電容電流過濾器的電容電流。組合的穩(wěn)定狀態(tài)方程的負(fù)載過濾和電容電流可以不通過任何測量而補(bǔ)償。接下來,方程推導(dǎo)需要補(bǔ)償控制。定子電壓方程感應(yīng)電動機(jī)在靜止參照系可以表達(dá)為：
式中σ是由此產(chǎn)生的泄漏常數(shù)。負(fù)載濾波電容器的電壓可以寫成
負(fù)載電容電流可表示為
通過替換(8)到(7),產(chǎn)生的方程(6)( (Us= Ulofc)得到下列表達(dá)式:
當(dāng)(9)表示使用大量的轉(zhuǎn)子參考幀，有：
通過求解(10)得到下列等式:
式中。通過式（11），穩(wěn)定狀況下得濾波器結(jié)果可見:
當(dāng)(12)在數(shù)量上表現(xiàn)為直接和正交軸組件時有：
以及
式中定子電流組件的參考值和轉(zhuǎn)子磁化電流可用。在不斷變化的區(qū)域，式13可寫成
提出的補(bǔ)償方法顯示在程序框圖中形式在圖2(b)取代了在圖2(a)中周圍的破碎的線。
四.抑制電機(jī)電流振蕩
負(fù)載的濾波電容和電感降低形成諧振電路的機(jī)器受到激勵，尤其是當(dāng)電機(jī)電流引用都改變了。要解決這個問題的一個解決方案是使用聯(lián)合的動力學(xué)方程,電機(jī)負(fù)載過濾器。
通過考慮在(11)的動態(tài)定子電流矢量得出：
其中動態(tài)轉(zhuǎn)子的磁化電流不包括在(16)中，因?yàn)榈淖兓嚷枚?，同時也因?yàn)橥ǔ＾D(zhuǎn)子的磁化電流保持常數(shù)。當(dāng)(16)在數(shù)量上表現(xiàn)為直接和正交軸組件時有：
以及
然而,因?yàn)樵趯?shí)踐中真正的定子電流不能一步反應(yīng)電流的引用、修改(過濾)，當(dāng)前引用和都用于(17)和(18)。擬議中的阻尼方法顯示在框圖形式在圖2(c),替換在圖2(a)周圍的破碎的線。一個示例過濾的定子電流的參考離散情況下是圖3所示改變定子電流參考價值后時間tk。參考值的實(shí)現(xiàn)開始在時間tk + l因?yàn)橛幸粋€時間間隔計(jì)算延遲。之后,由原來的參考值在四個時間間隔后可計(jì)算出結(jié)果。對單片機(jī)實(shí)現(xiàn)(17)和(18)離散有：
以及
其中
圖3 過濾的定子電流引用示例
在離散的平均值修改實(shí)現(xiàn)定子電流引用一段時間間隔期間應(yīng)該使用總結(jié)點(diǎn)，顯示如圖2(c)。可表示為：
最后, 根據(jù)圖3修改后的當(dāng)前參考值可以寫成：
這種模擬是基于參數(shù)表1。然而,由于表面效果定子電阻的共振頻率的負(fù)載過濾器(360 Hz)是大大超過表中所示。因此,三倍表中所給的值已應(yīng)用于仿真模型。該模型中建造了離散形式密切類比與將來的單片機(jī)實(shí)現(xiàn)。這個模式已經(jīng)構(gòu)建使用單位值?；局禐?
圖4顯示了仿真結(jié)果的方法,在這種方法中,提出了阻尼y軸組件的定子電流參考向量突然變了。定子電流引用被過濾如圖3所示。離散時間間隔在Δt (19)-(24)是200μs。圖4(a)展示了A相定子電流當(dāng)阻尼方法，通常不使用。圖4(b)顯示使用阻尼數(shù)值模擬方法?？梢钥吹?建議用當(dāng)前的振蕩阻尼方法可大大降低。
圖5顯示了仿真結(jié)果的整個矢量控制系統(tǒng)。引用值顯示斷開的線,可通過實(shí)線算出。提出的控制方法的無功功率補(bǔ)償被過濾和阻尼負(fù)載使用的定子電流振蕩。磁化電機(jī)的啟動大概在10毫秒。參考價值的轉(zhuǎn)子磁鏈率保持在一定值為了保持在一個可接受的水平。轉(zhuǎn)子磁鏈最終的值的在不斷地變化區(qū)域設(shè)置為0.9 p.u。然后, 在100 ms的參考價值角度轉(zhuǎn)子速度從0變成名義值(0.96 P.u。)和250 ms P.u 0.7。最后,在350ms的負(fù)載轉(zhuǎn)矩從0變成名義值(0.71 P.u。)。速度控制器的輸出是限于1.5 p.u。根據(jù)圖5(b)和5(d)可以看到,定子電流跟隨定子電流,引用的振蕩定子電流低。
表1-仿真參數(shù)
-------------------------------------------------
定子相電壓Usn 230v
定子電流Isn 16A
軸功率 Pn 7.5kw
磁化電感Lm 80mH
定子漏感Lsl 4.5mH
轉(zhuǎn)子漏感Lrl 4.5mH
定子電阻[50Hz]Rs 0.6Ω
轉(zhuǎn)子電阻[50Hz]Rr 0.7Ω
慣性矩J 0.1kgm2
摩擦常數(shù)B 0.01Nms
極對數(shù)P 2
額定轉(zhuǎn)速nN 1440r/min
負(fù)載的濾波電容Clof 22.5μF
交流電感 Ldc 20mH
線濾波電容Clif 22.5μF
濾器電感l(wèi)lif 1.2mH
線路濾波電阻[50Hz]Rlif 0.1Ω
-----------------------------------------------------
五、結(jié)論
本文中, 討論了控制PWM逆變器供電的異步電機(jī)的電流源驅(qū)動。該控制系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)了在轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)向參考幀。新方法補(bǔ)償無功功率負(fù)載得出的過濾器和阻尼定子電流振蕩還沒有提出任何的措施。仿真模型的測試顯示卓越的穩(wěn)定性能和瞬態(tài)條件。
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