華南理工大學電力電子技術(shù)課程設(shè)計報告.doc
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電力電子技術(shù)課程設(shè)計報告 正激式直流電源的設(shè)計 專 業(yè)： 電氣工程及其自動化 班 級： 12電氣（6）班 學 號： 201230282079 姓 名： 林家俊 指導老師： 王學梅 老師 華南理工大學電力學院 2014年1月12日 1. 課題名稱與研究現(xiàn)狀 正激式直流電源的設(shè)計。所謂正激式直流電源（亦稱為正激式開關(guān)電源）只是開關(guān)電源的一種，按照不同的標準開關(guān)電源可以分成不同的種類: 從工作性質(zhì)上分，大體上可分“硬開關(guān)”和“軟開關(guān)”兩種，從工作方式上分，又可以分為正激式、反激式、推挽式，將推挽式加以改進又可分為半橋式和全橋式。正激式的變壓器一次側(cè)與二次側(cè)同名端式一致的，而反激式的則剛好相反，而且在具體的功能上二者也有區(qū)別，正激式變壓器只是起到一個能量的傳遞作用，而反激式變壓器則還要暫時的儲存能量起到一個電感的作用，因為由于變壓器電感的極性的不同，反激式變壓器一次側(cè)與二次側(cè)是不會同時導通的，但正激式和反激式變壓器基本上都是一個輸入端與反饋繞組共同構(gòu)成一次側(cè)，而輸出端則只有一組，推挽式的變壓器則相當于兩個反相位工作的正激式變壓器的組合，其有兩個輸入端兩個輸出端。一般來說正激式的輸出功率要高一些，成本也相應(yīng)的高一些，而反激式易于實現(xiàn)，但是功率比較小，成本也低一些，推挽式的電路比較復雜，輸出功率范圍比較廣。由于反激式開關(guān)電源中的開關(guān)變壓器起到儲能電感的作用，因此反激式開關(guān)變壓器類似于電感的設(shè)計，但需注意防止磁飽和的問題。反激式在20～100W的小功率開關(guān)電源方面比較有優(yōu)勢，因其電路簡單，控制也比較容易。而正激式開關(guān)電源中的高頻變壓器只起到傳輸能量的作用，其開關(guān)變壓器可按正常的變壓器設(shè)計方法，但需考慮磁復位、同步整流等問題。正激式適合50～250W之低壓、大電流的開關(guān)電源。這是二者的重要區(qū)別！電源是各種電子設(shè)備必不可少的組成部分，其性能的優(yōu)劣直接與電子設(shè)備的性能指標及是否能安全可靠地工作相關(guān)。開關(guān)電源具有小型輕量同時高效率等突出的優(yōu)點，到目前已經(jīng)廣泛用于各種電子電器設(shè)備，特別是計算機和通信設(shè)備，包括移動終端和消費類電子產(chǎn)品，可以說無所不在，不可或缺。開關(guān)電源是一種利用現(xiàn)代電力電子技術(shù)，控制開關(guān)管開通與關(guān)斷的時間比率，維持穩(wěn)定輸出電壓或電流的電路，其一般由脈沖寬度調(diào)制與控制芯片和開關(guān)管（IGBT、BJT、MOSFET等）構(gòu)成。由于這種PWM型的開關(guān)電源在使用和設(shè)計的時候比線性電源具有更高的效率和靈活性，所以可以在各種便攜式產(chǎn)品，航空和自動化產(chǎn)品，儀器與儀表中發(fā)現(xiàn)它們的存在。 開關(guān)電源如今已經(jīng)發(fā)展到第5代。上世紀60年代初開發(fā)的是第一代開關(guān)電源，那時線性電源剛剛開始向開關(guān)電源發(fā)展，開關(guān)頻率低，成本高，使用范圍受到很大限制，僅使用在軍事、航天等少數(shù)高科技領(lǐng)域。第二代無工頻變壓器的開關(guān)電源在70年代末開始研制，但是受當時技術(shù)條件的限制，生產(chǎn)的電源產(chǎn)品因為效率較低、頻率低、電路復雜度較高，調(diào)試難度大，不易推廣使用等一系列的問題讓其應(yīng)用范圍受到較大限制，所以第三代開關(guān)電源的研發(fā)勢在必行。它誕生于80年代初期，電力電子技術(shù)的成熟以及功率半導體技術(shù)和控制技術(shù)的發(fā)展使得多種型號的中小功率高頻開關(guān)電源的研發(fā)成為可能，并被應(yīng)用于計算機、電視、通信、移動等產(chǎn)品領(lǐng)域，取得了比較豐碩的成果。在此時期內(nèi)，IC技術(shù)與電源技術(shù)和自動控制技術(shù)互相融合，開發(fā)出各種開關(guān)電源專用芯片，這種新型節(jié)能電源得到了極大發(fā)展。目前，電源的開關(guān)頻率已從20千赫茲提高到了幾百千赫茲甚至更高。90年代中期開始研制第四代開關(guān)電源，開關(guān)電源在設(shè)計時將要考慮EMC(電磁兼容)，PFC（功率因素校正）等其他方面較高的技術(shù)要求。同時開關(guān)電源使用的電子元器件也獲得較快發(fā)展。瞬態(tài)電壓抑制器 (TVS)、壓敏電阻器(如TL431)、電磁干擾濾波器(EMIFilter)、非晶合金制造的磁珠(magneticbead)等一大批新器件、新材料正被廣泛采用。 高頻化和模塊化是開關(guān)電源在未來主要發(fā)展的兩個方向，高頻化使其不斷小型化成為可能，進而可推動高性能的開關(guān)電源的應(yīng)用范圍不斷擴展，尤其是在高新電子技術(shù)領(lǐng)域。面臨著原油價格的不斷上漲和其他能源的緊缺，高性能的開關(guān)電源在能源和資源的優(yōu)化使用，效率提升以及保護環(huán)境等許多方面意義重大。模塊化是開關(guān)電源發(fā)展另一個總體趨勢，模塊化使電源的設(shè)計更加合理，電源的應(yīng)用可以更加多樣化和更有針對性。同時可以采用模塊化的電源構(gòu)成分布式的電源系統(tǒng)如冗余電源系統(tǒng)，實現(xiàn)多個電源的并聯(lián)，擴充容量。 2. 課題設(shè)計任務(wù)，指標內(nèi)容及要求 2.1 技術(shù)指標 正激式開關(guān)電源的技術(shù)指標 項 目 參 數(shù) 輸入電壓 單相交流220V 輸入電壓變動范圍 180Vac～240Vac 輸入頻率 50Hz 輸出電壓 VO=12V*5A 輸出功率 60W 2.2 主要設(shè)計內(nèi)容 主電路的詳細設(shè)計和參數(shù)選擇；開關(guān)器件的選擇；驅(qū)動電路的設(shè)計；脈沖變壓器的設(shè)計及選型；控制電路；仿真軟件自選；全部元器件型號參數(shù)（列表說明）。 2.3 特殊要求 給出如下仿真波形和結(jié)果： 1）額定輸出下正常運行 2）突加突減額定負載運行（空載——額定負載——空載）*可選 3. 總體電路的功能框圖，基本原理及其說明 功能框架原理圖 上圖所示是正激開關(guān)電源電路的典型結(jié)構(gòu)，它主要由整流濾波電路、DC/DC變換電路、開關(guān)占空比控制電路以及取樣比較電路等模塊構(gòu)成。 前級整流濾波電路用來消除來自電網(wǎng)的干擾，同時也防止開關(guān)電源產(chǎn)生的高頻噪聲向電網(wǎng)擴散，并將電網(wǎng)輸入電壓進行整流濾波，為變換器提供直流電壓。變換器是開關(guān)電源的關(guān)鍵部分，它把高頻交流電壓（開關(guān)管的開通與關(guān)斷形成的高頻交流電壓）變換成直流電壓，并且起到將輸出部分與輸入電網(wǎng)隔離的作用。取樣電路和開關(guān)占空比控制電路通過檢測輸出直流電壓，并將其與基準電壓比較，進行放大，調(diào)制振蕩器的脈沖寬度，從而控制變換器以保持輸出電壓的穩(wěn)定。 開關(guān)電源的基本工作原理：輸入交流電（市電）首先經(jīng)過整流濾波電路形成直流VS，該直流電V。再經(jīng)過通、斷狀態(tài)控制的電子開關(guān)電路后，變換成脈沖狀態(tài)交流電V0，V0再經(jīng)正激變換器構(gòu)成的整流濾波電路平滑后，輸出直流。顯然，輸出直流V0的大小取決于脈沖狀交流電V0的有效值大小（成正比），而V0的有效值又與開關(guān)的導通占空比D＝TON/T（其中T=TON+TOFF）成正比。此外，通過取樣比較電路中對輸出電壓V0取樣，并使之與基準電壓VREF進行比較，若取樣電壓高于VREF，則比較電路輸出Ve減小，取樣控制占空比控制電路，使TON/T下降，從而使V0下降；若取樣電壓低于VREF，則比較電路輸出Ve增加，使TON/T增加，從而使V0增加，這樣就可以使開關(guān)電源的輸出電壓V0穩(wěn)定在一個恒定值上。 實際電路圖 4. 經(jīng)典單端正激變換器的工作原理 4.1 基本電路 4.2基本工作原理 4.2.1.正激電路的工作過程 圖2-6中開關(guān)S開通后，變壓器繞組W1兩端的電壓為上正下負，與其耦合的W2繞組兩端的電壓也是上正下負。因此VD1處于通態(tài)，VD2為斷態(tài)，電感L的電流逐漸增長；S關(guān)斷后，電感L通過VD2續(xù)流，VD1關(guān)斷。變壓器的勵磁電流經(jīng)N3繞組和VD3流回電源，所以S關(guān)斷后承受的電壓為 4.2.2 變壓器的磁心復位 圖中開關(guān)S開通后，變壓器的激磁電流由零開始，隨時間線性的增長，直到S關(guān)斷。為防止變壓器的激磁電感飽和，必須設(shè)法使激磁電流在S關(guān)斷后到下一次再開通的時間內(nèi)降回零，這一過程稱為變壓器的磁心復位。在正激電路中，變壓器的繞組W3和二極管VD3組成復位電路。工作原理是開關(guān)S關(guān)斷后，變壓器勵磁電流通過W3繞組和VD3留回電源，并逐漸線性的下降為零。變壓器的磁心復位時間為 如下圖所示為磁心復位過程 B R B S B H O 正激式變壓器輸出電壓 1） 輸出濾波電感電流連續(xù)的情況下有 2）輸出電感電流不連續(xù)時有 5功能塊及單元電路的設(shè)計、計算與說明 5.1 整流濾波電路的設(shè)計與計算 圖 整流濾波電路 如圖所示，由VD5~8四個二極管和穩(wěn)壓電容CI1構(gòu)成的橋式全波整流電路將輸入的220V，50Hz的交流電轉(zhuǎn)換直流電，穩(wěn)壓電容同時也用來消除來自電網(wǎng)的干擾，同時也防止開關(guān)電源產(chǎn)生的高頻噪聲向電網(wǎng)擴散，并將電網(wǎng)輸入電壓進行整流濾波，為變換器提供直流電壓。當參數(shù)選擇恰當時，整流濾波得到的直流電壓為交流電壓220V的倍，約為311V。由于輸入交流電壓在180~240V之間波動，則該直流電壓將在255~340V之間波動。選擇電容為250mF時，整流輸出的電壓在250V~339V間變化，于是，選擇電容為250mF。二極管VD5~8，穩(wěn)壓電容CI1的耐壓值均為350V。 5.2 正激變換電路的設(shè)計 5.2.1 工作頻率的確定 工作頻率對電源體積以及特性影響很大，必須很好選擇。工作頻率高時，開關(guān)變壓器和輸出濾波器可小型化，過渡響應(yīng)速度快。但主開關(guān)元件的熱損耗增大、噪聲大，而且集成控制器、主開關(guān)元件、輸出二極管、輸出電容及變壓器的磁芯、還有電路設(shè)計等受到限制。 這里基本工作頻率選200kHz，則 =5μs 式中，為周期，為基本工作頻率。 5.2.2 最大導通時間的確定 對于正向激勵開關(guān)電源，選為40%～45%較為適宜。最大導通時間為 = 是設(shè)計電路時的一個重要參數(shù)，它對主開關(guān)元件、輸出二極管的耐壓與輸出保持時間、變壓器以及和輸出濾波器的大小、轉(zhuǎn)換效率等都有很大影響。此處，選=45%。由上式，則有 =5μs0.45=2.25μs 正向激勵開關(guān)電源的基本電路結(jié)構(gòu)如下圖所示。 圖 正向激勵開關(guān)電源的基本電路結(jié)構(gòu) 5.2.3 變壓器匝比的計算 1．次級輸出電壓的計算 如下圖所示，次級電壓與電壓++的關(guān)系可以這樣理解：正脈沖電壓與包圍的矩形“等積變形”為整個周期的矩形，則矩形的“縱向的高”就是++，即 式中，是輸出二極管的導通壓降，是包含輸出扼流圈的次級繞組接線壓降。 由此可見，下圖所示A面積等于B面積，C是公共面積，因此，真正加在負載上的輸出電壓更小。 圖 “等積變形”示意圖 根據(jù)上式，次級最低輸出電壓為 ==28.44V 式中，取0.5V（肖特基二極管），取0.3V。 2．變壓器匝比的計算 正激式開關(guān)電源中的開關(guān)變壓器只起到傳輸能量的作用，是真正意義上的變壓器，初、次級繞組的匝比為 = 根據(jù)交流輸入電壓的變動范圍180V～240V，則=250V～340V，=250V，所以有 ==≈8.79 將上述整合，則變壓器的匝比為 = 5.2.4 變壓器次級輸出電壓的計算 變壓器初級的匝數(shù)與最大工作磁通密度（高斯）之間的關(guān)系為 式中，為磁芯的有效截面積（mm2），為最大工作磁通密度。 根據(jù)輸出功率與磁芯的尺寸之間關(guān)系粗略計算變壓器有關(guān)參數(shù)，磁芯選EI-28，其有效截面積約為85mm2，磁芯材料相當于TDK的H7C4，最大工作磁通密度可由下圖查出。 圖 H7C4材料磁芯的B-H特性 實際使用時，磁芯溫度約為100℃，需要確保為線性范圍，因此在3000高斯以下。但正向激勵開關(guān)電源是單向勵磁，設(shè)計時需要減小剩磁（利于磁復位）——剩磁隨磁芯溫度以及工作頻率而改變。此處，工作頻率為200kHz，則剩磁約減為1000高斯，即磁通密度的線性變化范圍為2000高斯。 根據(jù)上式，得 =≈33.1匝，取整數(shù)33匝。 因此，變壓器次級的匝數(shù)為 =/=33/8.79=3.75匝，取整數(shù)4匝。 當=/=33/4=8.25。所以，計算最大占空比為 ==≈42.4% 也就是說，選定變壓器初、次級繞組分別為33和4匝，為了滿足最低輸入電壓時還能保證輸出電壓正常，開關(guān)電源的最大占空比約為42.4%，開關(guān)管的最大導通時間約為2.11μs。下面有關(guān)參數(shù)的計算以校正后的（=42.4%）和（=2.11μs）。同時，計算出輸出最低電壓約為30.3V。 5.2.5 變壓器次級輸出電壓的計算 1．計算扼流圈的電感量 流經(jīng)輸出扼流圈的電流如下圖所示，則為 = 式中，為輸出扼流圈的電感（μH）。 圖1-28 扼流圈中的電流波形 這里選為輸出電流（=5A）的10%～30%，從扼流圈的外形尺寸、成本、過程響應(yīng)等方面考慮，此值比較適宜。因此，按為的20%進行計算。 =0.2=50.2=1A 由上式求得 =≈34.5μH 如此，采用電感量為34.5μH，流過平均電流為5A的扼流圈。 若把變壓器次級的輸出電壓與電流波形合并在一起，如圖所示。在期間，為幅度30.3V的正脈沖，VD1導通期間扼流圈電流線性上升，電感勵磁、磁通量增大；在期間，為幅度的負脈沖，VD1截止、VD2導通，扼流圈電流線性下降，電感消磁，磁通量減小。輸出給負載的平均電流為5A。穩(wěn)態(tài)時，扼流圈的磁通增大量等于減小量。 圖 次級的電壓與電流波形 2．計算輸出電容的電容量 輸出電容大小主要由輸出紋波電壓抑制為幾mV而確定。輸出紋波電壓由以及輸出電容的等效串聯(lián)電阻ESRESR，是Equivalent Series Resistance三個單詞的縮寫，翻譯過來就是“等效串聯(lián)電阻”。ESR的出現(xiàn)導致電容的行為背離了原始的定義。ESR是等效“串聯(lián)”電阻，意味著將兩個電容串聯(lián)會增大這個數(shù)值，而并聯(lián)則會減少之。 確定，但輸出紋波一般為輸出電壓的0.3%～0.5%。 ===36～60mV 又 =ESR 由上式求得 ESR===36～60mΩ 即工作頻率為200kHz時，需要選用ESR值60mΩ以下的電容。適用于高頻可查電容技術(shù)資料，例如，用4700μF/50V的電容，其ESR值為150mΩ，可選3個這樣的電容并聯(lián)。另外，需要注意低溫時ESR值變大。 流經(jīng)電容的紋波電流為 ==≈0.28868A 因此，每一個電容的紋波電流約為0.09627A，因為這里有3個電容并聯(lián)。此外，選用電容時還要考慮到負載的變化、電流變化范圍、電流上升下降時間、輸出扼流圈的電感量，使電壓穩(wěn)定的環(huán)路的增益等，它們可能使電容特性改變。 5.2.6 恢復電路設(shè)計 1．計算恢復繞組的匝數(shù) 恢復電路如圖所示。VT1導通期間變壓器T1的磁通量增大，T1蓄積能量；VT1截止期間釋放蓄積的能量，磁通返回到剩磁。 圖 恢復電路（VT1截止時） 電路中T1上繞有恢復繞組，因此VT1截止期間，原來蓄積在變壓器中的能量通過VD4反饋到輸入側(cè)（暫存）。由于VT1截止期間，恢復繞組兩端的自感電壓限制為輸入電壓的數(shù)值，惟其如此，VD4才能把存儲在中的磁場能轉(zhuǎn)化為電場能反饋到輸入側(cè)。這時變壓器初級感應(yīng)電壓為 = 式中，是的感應(yīng)電壓，極性為上負下正；是的自感電壓，極性也是上負下正（等于電源電壓）。 若主開關(guān)元件的耐壓為800V，使用率為85%，即8000.85=680V。 680-340=340V 求得 = =33匝，取整數(shù)33匝。 2．計算主繞組感應(yīng)電壓 當=350V，根據(jù)上式，得 =≈340V 5.2.7 計算RCD吸收電路的電阻與電容 VT1導通期間儲存在T1中的能量為 =） 式中，為變壓器初級的電感量。 VT1截止期間，初級感應(yīng)電壓使VD3導通，磁場能轉(zhuǎn)化為電場能，在上以熱量形式消耗掉。中消耗的熱量為 = 因為=，聯(lián)立整理得 = 因為輸入電壓最高時開關(guān)管導通時間最短，把上式中的換成，換成，加在VT1上的最大峰值電壓為 =+= 由此，求得為 = 又，當輸入電壓時，為 ==1.9 ≈1.35μs 式中，初級的電感量是未知數(shù)，下面求解。 Al-Value值由磁芯的產(chǎn)品目錄提供。EI（E）-28，H7C4的A1-Value值為5950，則 A1-Value= 求得為 =5950=5950 ≈6.48mH 求得為 =≈29.4kΩ 式中，加在VT1上的最大峰值電壓取680V。 時間常數(shù)比周期要大的多，一般取10倍左右，則 =10=10≈2033pF 5.2.8 MOSFET的選用 1．MOSFET的電壓峰值 根據(jù)5.2.7，計算VT1上的電壓峰值為 = =340≈650V 實際上，MOSFET的漏-源極之間的還疊加有幾十伏的浪涌電壓，波形如下圖所示。 加在主開關(guān)元件上的電壓波形 主開關(guān)元件上的電壓與電流波形 2．MOSFET的電流及功耗 根據(jù)變壓器安匝相等原理，MOSFET的漏極電流平均值為 ==5≈0.606A 根據(jù)電感電流的變化量為20%，確定的前峰值和后峰值分別為 =0.9=0.6060.9≈0.55A =1.1=0.6061.1≈0.67A 式中，、分別是開關(guān)管導通期間前、后沿峰值電流，與電流平均值有10%的差值。 VT1的電壓和電流波形如下圖所示，VT1的總功耗為 = 式中，是MOSFET導通電壓，一般為在2V以下。 采用功率MOSFET計算功耗時應(yīng)注意： （1）PN結(jié)溫度越高，導通電阻越大，超過100℃時，一般為產(chǎn)品手冊中給出值的1.5～2倍。 （2）功率MOSFET功耗中，由于占的比例比較高，必要時加寬進行計算。即在時，采用條件，或者時，采用條件進行計算。另外，在期間，由于功率MOSFET的漏極電流極小，其功耗可忽略不計。 因為=2.1μs，采用MOSFET產(chǎn)品手冊中給出的上升時間，采用下降時間。這里，取=0.1μs，=0.1μs，則 =2.1-0.1-0.1=1.9μs 求得為 = 式中，取1.7V。 結(jié)溫控制在120℃，環(huán)境溫度最高為50℃時，需要的散熱器的熱阻為 ==≈24.5℃/W 由此，需要24.5℃/W的散熱器，這時，由冷卻方式是采用自然風冷還是風扇強迫風冷來決定散熱器的大小。散熱器大小與溫升一例如下圖所示。 圖 功耗與溫升的關(guān)系 5.2.9 恢復二極管的選用 恢復二極管選用高壓快速二極管，特別注意反向恢復時間要短。 1．VD3的反向耐壓 在期間VD3反偏，正極相當于接地，加在VD3上的反向電壓等于電源電壓。當輸入電壓最大時，VD3反偏電壓=340V。 2．VD4的反向耐壓 在期間VD4反偏，加在VD4上的反向電壓為電源電壓與恢復繞組感應(yīng)電壓的疊加，當輸入電壓最高時，VD4反偏電壓為 ==340≈780V 5.2.10 輸出二極管的選用 輸出二極管選用低壓大電流SBD，特別注意反向恢復時間要短。這是因為MOSFET通斷時，由于二極管反向電流影響初級側(cè)的開關(guān)特性，功耗增大的緣故。 1．整流二極管VD1的反向耐壓 在期間，由于輸出濾波電感反激，續(xù)流二極管VD2導通，主繞組感應(yīng)電壓=330V；次級電壓加在整流二極管VD1的兩端，因此，VD1的反向電壓為 ==340≈41.2V 實際上，開關(guān)管截止時有幾十伏的浪涌電壓疊加在這電壓上。 2．續(xù)流二極管VD2的反向耐壓 在期間VD1導通，加在續(xù)流二極管VD2上的反向電壓與變壓器次級繞組電壓的最大值相同，即 ==340≈41.2V 實際上，開關(guān)管導通時有幾V浪涌電壓疊加在這電壓上。加在VD1、VD2導通上的電壓波形如圖所示。 整流二極管VD1兩端的電壓波形 續(xù)流二極管VD1兩端的電壓波形 圖 輸出二極管電壓波形 整流二極管VD1的功耗為 = 續(xù)流二極管VD2的功耗為 = 式中，為反向電流，為反向恢復時間，均采用產(chǎn)品手冊上給出的數(shù)值。有功耗時，輸出二極管的電壓和電流波形如下圖所示。 整流二極管VD1兩端的電壓波形 續(xù)流二極管VD1兩端的電壓波形 5.2.11 變壓器參數(shù)的計算 MOSFET的漏極電流平均值為就是變壓器初級電流的平均值，因此為 =0.606A 正激式開關(guān)電源初、次級的電流同相，且均為梯形波。根據(jù)前述梯形波電流的有效值的公式 = 式中，是梯形波電流的前峰值與后峰值的比值，即=/。 本電路就是，就是，則 =/=0.9/1.1≈0.82 初級電流的有效值為 ==1.10.606 ≈0.377A 或用簡單公式 ==0.606≈0.376A 次級電流的有效值為 ==0.376≈3.102A 恢復繞組電流的有效值為 ==0.376≈0.376A 5.3 由取樣比較電路和開關(guān)管控制占空比電路組成的反饋電路的設(shè)計 反饋電路由取樣比較電路和開關(guān)管控制占空比電路組成。將其獨立設(shè)計如下： 反饋電路圖 先假定電路輸出電壓穩(wěn)定且為12V，經(jīng)誤差放大器與基準電壓VDC2（亦為12V）比較計算誤差，誤差保持放大之后輸入到比較器的正極輸入端，與三角波V2進行比較，當V1>V2時，輸出Vkong為+Von，當V1下載提示(請認真閱讀)
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