開關(guān)電源論文資料

開關(guān)電源論文資料,開關(guān)電源,論文,資料 開關(guān)電源原理及其應(yīng)用 第一部分：功率電子器件 第一節(jié)：功率電子器件及其應(yīng)用要求 功率電子器件大量被應(yīng)用于電源、伺服驅(qū)動、變頻器、電機(jī)保護(hù)器等功率電子設(shè)備。這些設(shè)備都是自動化系統(tǒng)中必不可少的，因此，我們了解它們是必要的。 近年來，隨著應(yīng)用日益高速發(fā)展的需求，推動了功率電子器件的制造工藝的研究和發(fā)展，功率電子器件有了飛躍性的進(jìn)步。器件的類型朝多元化發(fā)展，性能也越來越改善。大致來講，功率器件的發(fā)展，體現(xiàn)在如下方面： 1． 器件能夠快速恢復(fù)，以滿足越來越高的速度需要。以開關(guān)電源為例，采用雙極型晶體管時(shí)，速度可以到幾十千赫；使用MOSFET和IGBT，可以到幾百千赫；而采用了諧振技術(shù)的開關(guān)電源，則可以達(dá)到兆赫以上。 2． 通態(tài)壓降（正向壓降）降低。這可以減少器件損耗，有利于提高速度，減小器件體積。 3． 電流控制能力增大。電流能力的增大和速度的提高是一對矛盾，目前最大電流控制能力，特別是在電力設(shè)備方面，還沒有器件能完全替代可控硅。 4． 額定電壓：耐壓高。耐壓和電流都是體現(xiàn)驅(qū)動能力的重要參數(shù)，特別對電力系統(tǒng)，這顯得非常重要。 5． 溫度與功耗。這是一個(gè)綜合性的參數(shù)，它制約了電流能力、開關(guān)速度等能力的提高。目前有兩個(gè)方向解決這個(gè)問題，一是繼續(xù)提高功率器件的品質(zhì)，二是改進(jìn)控制技術(shù)來降低器件功耗，比如諧振式開關(guān)電源。 總體來講，從耐壓、電流能力看，可控硅目前仍然是最高的，在某些特定場合，仍然要使用大電流、高耐壓的可控硅。但一般的工業(yè)自動化場合，功率電子器件已越來越多地使用MOSFET和IGBT，特別是IGBT獲得了更多的使用，開始全面取代可控硅來做為新型的功率控制器件。 第二節(jié)：功率電子器件概覽 一． 整流二極管： 二極管是功率電子系統(tǒng)中不可或缺的器件，用于整流、續(xù)流等。目前比較多地使用如下三種選擇： 1． 高效快速恢復(fù)二極管。壓降0.8-1.2V，適合小功率，12V左右電源。 2． 高效超快速二極管。0.8-1.2V，適合小功率，12V左右電源。 3． 肖特基勢壘整流二極管SBD。0.4V，適合5V等低壓電源。缺點(diǎn)是其電阻和耐壓的平方成正比，所以耐壓低（200V以下），反向漏電流較大，易熱擊穿。但速度比較快，通態(tài)壓降低。 目前SBD的研究前沿，已經(jīng)超過1萬伏。 二．大功率晶體管GTR 分為： 單管形式。電流系數(shù)：10-30。 雙管形式——達(dá)林頓管。電流倍數(shù)：100-1000。飽和壓降大，速度慢。下圖虛線部分即是達(dá)林頓管。 圖1-1：達(dá)林頓管應(yīng)用 實(shí)際比較常用的是達(dá)林頓模塊，它把GTR、續(xù)流二極管、輔助電路做到一個(gè)模塊內(nèi)。在較早期的功率電子設(shè)備中，比較多地使用了這種器件。圖1-2是這種器件的內(nèi)部典型結(jié)構(gòu)。 ` 圖1-2：達(dá)林頓模塊電路典型結(jié)構(gòu) 兩個(gè)二極管左側(cè)是加速二極管，右側(cè)為續(xù)流二極管。加速二極管的原理是引進(jìn)了電流串聯(lián)正反饋，達(dá)到加速的目的。 這種器件的制造水平是1800V/800A/2KHz、600V/3A/100KHz左右（參考）。 三． 可控硅SCR 可控硅在大電流、高耐壓場合還是必須的，但在常規(guī)工業(yè)控制的低壓、中小電流控制中，已逐步被新型器件取代。 目前的研制水平在12KV/8000A左右（參考）。 由于可控硅換流電路復(fù)雜，逐步開發(fā)了門極關(guān)斷晶閘管GTO。制造水平達(dá)到8KV/8KA，頻率為1KHz左右。 無論是SCR還是GTO，控制電路都過于復(fù)雜，特別是需要龐大的吸收電路。而且，速度低，因此限制了它的應(yīng)用范圍拓寬。 集成門極換流晶閘管IGCT和MOS關(guān)斷晶閘管之類的器件在控制門極前使用了MOS柵，從而達(dá)到硬關(guān)斷能力。 四． 功率MOSFET 又叫功率場效應(yīng)管或者功率場控晶體管。 其特點(diǎn)是驅(qū)動功率小，速度高，安全工作區(qū)寬。但高壓時(shí)，導(dǎo)通電阻與電壓的平方成正比，因而提高耐壓和降低高壓阻抗困難。 適合低壓100V以下，是比較理想的器件。 目前的研制水平在1000V/65A左右（參考）。商業(yè)化的產(chǎn)品達(dá)到60V/200A/2MHz、500V/50A/100KHz。是目前速度最快的功率器件。 五． IGBT 又叫絕緣柵雙極型晶體管。 這種器件的特點(diǎn)是集MOSFET與GTR的優(yōu)點(diǎn)于一身。輸入阻抗高，速度快，熱穩(wěn)定性好。通態(tài)電壓低，耐壓高，電流大。 目前這種器件的兩個(gè)方向：一是朝大功率，二是朝高速度發(fā)展。大功率IGBT模塊達(dá)到1200-1800A/1800-3300V的水平（參考）。速度在中等電壓區(qū)域（370-600V），可達(dá)到150-180KHz。 它的電流密度比MOSFET大，芯片面積只有MOSFET的40%。但速度比MOSFET低。 盡管電力電子器件發(fā)展過程遠(yuǎn)比我們現(xiàn)在描述的復(fù)雜，但是MOSFET和IGBT，特別是IGBT已經(jīng)成為現(xiàn)代功率電子器件的主流。因此，我們下面的重點(diǎn)也是這兩種器件。 第三節(jié)：功率場效應(yīng)管MOSFET 功率場效應(yīng)管又叫功率場控晶體管。 一．原理： 半導(dǎo)體結(jié)構(gòu)分析略。本講義附加了相關(guān)資料，供感興趣的同事可以查閱。 實(shí)際上，功率場效應(yīng)管也分結(jié)型、絕緣柵型。但通常指后者中的MOS管，即MOSFET（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）。 它又分為N溝道、P溝道兩種。器件符號如下： N溝道 P溝道 圖1-3：MOSFET的圖形符號 MOS器件的電極分別為柵極G、漏極D、源極S。 和普通MOS管一樣，它也有： 耗盡型：柵極電壓為零時(shí)，即存在導(dǎo)電溝道。無論VGS正負(fù)都起控制作用。 增強(qiáng)型：需要正偏置柵極電壓，才生成導(dǎo)電溝道。達(dá)到飽和前，VGS正偏越大，IDS越大。 一般使用的功率MOSFET多數(shù)是N溝道增強(qiáng)型。而且不同于一般小功率MOS管的橫向?qū)щ娊Y(jié)構(gòu)，使用了垂直導(dǎo)電結(jié)構(gòu)，從而提高了耐壓、電流能力，因此又叫VMOSFET。 二．特點(diǎn)： 這種器件的特點(diǎn)是輸入絕緣電阻大（1萬兆歐以上），柵極電流基本為零。 驅(qū)動功率小，速度高，安全工作區(qū)寬。但高壓時(shí)，導(dǎo)通電阻與電壓的平方成正比，因而提高耐壓和降低高壓阻抗困難。 適合低壓100V以下，是比較理想的器件。 目前的研制水平在1000V/65A左右（參考）。 其速度可以達(dá)到幾百KHz，使用諧振技術(shù)可以達(dá)到兆級。 三．參數(shù)與器件特性： 無載流子注入，速度取決于器件的電容充放電時(shí)間，與工作溫度關(guān)系不大，故熱穩(wěn)定性好。 （1） 轉(zhuǎn)移特性： ID隨UGS變化的曲線，成為轉(zhuǎn)移特性。從下圖可以看到，隨著UGS的上升，跨導(dǎo)將越來越高。 ID UGS 圖1-4：MOSFET的轉(zhuǎn)移特性 （2） 輸出特性（漏極特性）： 輸出特性反應(yīng)了漏極電流隨VDS變化的規(guī)律。 這個(gè)特性和VGS又有關(guān)聯(lián)。下圖反映了這種規(guī)律。 ID ID VDS VGS 圖中，爬坡段是非飽和區(qū)，水平段為飽和區(qū)，靠近橫軸附近為截止區(qū)，這點(diǎn)和GTR有區(qū)別。 圖1-5：MOSFET的輸出特性 VGS=0時(shí)的飽和電流稱為飽和漏電流IDSS。 （3）通態(tài)電阻Ron： 通態(tài)電阻是器件的一個(gè)重要參數(shù)，決定了電路輸出電壓幅度和損耗。 該參數(shù)隨溫度上升線性增加。而且VGS增加，通態(tài)電阻減小。 （4）跨導(dǎo)： MOSFET的增益特性稱為跨導(dǎo)。定義為： Gfs=ΔID/ΔVGS 顯然，這個(gè)數(shù)值越大越好，它反映了管子的柵極控制能力。 （5）柵極閾值電壓 柵極閾值電壓VGS是指開始有規(guī)定的漏極電流（1mA）時(shí)的最低柵極電壓。它具有負(fù)溫度系數(shù)，結(jié)溫每增加45度，閾值電壓下降10%。 （6）電容 MOSFET的一個(gè)明顯特點(diǎn)是三個(gè)極間存在比較明顯的寄生電容，這些電容對開關(guān)速度有一定影響。偏置電壓高時(shí)，電容效應(yīng)也加大，因此對高壓電子系統(tǒng)會有一定影響。 有些資料給出柵極電荷特性圖，可以用于估算電容的影響。以柵源極為例，其特性如下： VGS QG 可以看到：器件開通延遲時(shí)間內(nèi)，電荷積聚較慢。隨著電壓增加，電荷快速上升，對應(yīng)著管子開通時(shí)間。最后，當(dāng)電壓增加到一定程度后，電荷增加再次變慢，此時(shí)管子已經(jīng)導(dǎo)通。 圖1-6：柵極電荷特性 （8）正向偏置安全工作區(qū)及主要參數(shù) MOSFET和雙極型晶體管一樣，也有它的安全工作區(qū)。不同的是，它的安全工作區(qū)是由四根線圍成的。 最大漏極電流IDM：這個(gè)參數(shù)反應(yīng)了器件的電流驅(qū)動能力。 最大漏源極電壓VDSM：它由器件的反向擊穿電壓決定。 最大漏極功耗PDM：它由管子允許的溫升決定。 漏源通態(tài)電阻Ron：這是MOSFET必須考慮的一個(gè)參數(shù)，通態(tài)電阻過高，會影響輸出效率，增加損耗。所以，要根據(jù)使用要求加以限制。 ID VDS VDSM IDM PCM RON 圖1-7：正向偏置安全工作區(qū) 第四節(jié)：絕緣柵雙極晶體管IGBT 又叫絕緣柵雙極型晶體管。 一．原理： 半導(dǎo)體結(jié)構(gòu)分析略。本講義附加了相關(guān)資料，供感興趣的同事可以查閱。 該器件符號如下： C C G E G E N溝道 P溝道 圖1-8：IGBT的圖形符號 注意，它的三個(gè)電極分別為門極G、集電極C、發(fā)射極E。 圖1-9：IGBT的等效電路圖。 上面給出了該器件的等效電路圖。實(shí)際上，它相當(dāng)于把MOS管和達(dá)林頓晶體管做到了一起。因而同時(shí)具備了MOS管、GTR的優(yōu)點(diǎn)。 二．特點(diǎn)： 這種器件的特點(diǎn)是集MOSFET與GTR的優(yōu)點(diǎn)于一身。輸入阻抗高，速度快，熱穩(wěn)定性好。通態(tài)電壓低，耐壓高，電流大。 它的電流密度比MOSFET大，芯片面積只有MOSFET的40%。但速度比MOSFET略低。 大功率IGBT模塊達(dá)到1200-1800A/1800-3300V的水平（參考）。速度在中等電壓區(qū)域（370-600V），可達(dá)到150-180KHz。 三．參數(shù)與特性： （1）轉(zhuǎn)移特性 IC UGE 圖1-10：IGBT的轉(zhuǎn)移特性 這個(gè)特性和MOSFET極其類似，反映了管子的控制能力。 （2）輸出特性 VCE VGE IC ID 圖1-11：IGBT的輸出特性 它的三個(gè)區(qū)分別為： 靠近橫軸：正向阻斷區(qū)，管子處于截止?fàn)顟B(tài)。 爬坡區(qū)：飽和區(qū)，隨著負(fù)載電流Ic變化，UCE基本不變，即所謂飽和狀態(tài)。 水平段：有源區(qū)。 （3）通態(tài)電壓Von： I VON IGBT MOSFET 圖1-12：IGBT通態(tài)電壓和MOSFET比較 所謂通態(tài)電壓，是指IGBT進(jìn)入導(dǎo)通狀態(tài)的管壓降VDS，這個(gè)電壓隨VGS上升而下降。 由上圖可以看到，IGBT通態(tài)電壓在電流比較大時(shí)，Von要小于MOSFET。 MOSFET的Von為正溫度系數(shù)，IGBT小電流為負(fù)溫度系數(shù)，大電流范圍內(nèi)為正溫度系數(shù)。 （4）開關(guān)損耗： 常溫下，IGBT和MOSFET的關(guān)斷損耗差不多。MOSFET開關(guān)損耗與溫度關(guān)系不大，但I(xiàn)GBT每增加100度，損耗增加2倍。 開通損耗IGBT平均比MOSFET略小，而且二者都對溫度比較敏感，且呈正溫度系數(shù)。 兩種器件的開關(guān)損耗和電流相關(guān)，電流越大，損耗越高。 （5）安全工作區(qū)與主要參數(shù)ICM、UCEM、PCM： IC UCE 安全工作區(qū) ICM UCEM IGBT的安全工作區(qū)是由電流ICM、電壓UCEM、功耗PCM包圍的區(qū)域。 圖1-13：IGBT的功耗特性 最大集射極間電壓UCEM：取決于反向擊穿電壓的大小。 最大集電極功耗PCM：取決于允許結(jié)溫。 最大集電極電流ICM：則受元件擎住效應(yīng)限制。 所謂擎住效應(yīng)問題：由于IGBT存在一個(gè)寄生的晶體管，當(dāng)IC大到一定程度，寄生晶體管導(dǎo)通，柵極失去控制作用。此時(shí)，漏電流增大，造成功耗急劇增加，器件損壞。 安全工作區(qū)隨著開關(guān)速度增加將減小。 （6）柵極偏置電壓與電阻 IGBT特性主要受柵極偏置控制，而且受浪涌電壓影響。其di/dt明顯和柵極偏置電壓、電阻Rg相關(guān)，電壓越高，di/dt越大，電阻越大，di/dt越小。 而且，柵極電壓和短路損壞時(shí)間關(guān)系也很大，柵極偏置電壓越高，短路損壞時(shí)間越短。 第二部分：開關(guān)電源基礎(chǔ) 第一節(jié)：開關(guān)電源的基本控制原理 一．開關(guān)電源的控制結(jié)構(gòu)： 一般地，開關(guān)電源大致由輸入電路、變換器、控制電路、輸出電路四個(gè)主體組成。 如果細(xì)致劃分，它包括：輸入濾波、輸入整流、開關(guān)電路、采樣、基準(zhǔn)電源、比較放大、震蕩器、V/F轉(zhuǎn)換、基極驅(qū)動、輸出整流、輸出濾波電路等。 實(shí)際的開關(guān)電源還要有保護(hù)電路、功率因素校正電路、同步整流驅(qū)動電路及其它一些輔助電路等。 下面是一個(gè)典型的開關(guān)電源原理框圖，掌握它對我們理解開關(guān)電源有重要意義。 采樣電路 比較放大 基準(zhǔn)電源 V/F轉(zhuǎn)換 震蕩器 基極驅(qū)動 開關(guān)器件 變壓器 整流 濾波 保護(hù)電路 功率因素校正 濾波 整流 浪涌抑制 輸入電路 變換電路 輸出電路 控制電路 PM電路（類型PFM） 圖2-1：開關(guān)電源的基本結(jié)構(gòu)框圖 根據(jù)控制類型不同，PM（脈沖調(diào)制）電路可能有多種形式。這里是典型的PFM結(jié)構(gòu)。 二．開關(guān)電源的構(gòu)成原理： （一）輸入電路： 線性濾波電路、浪涌電流抑制電路、整流電路。 作用：把輸入電網(wǎng)交流電源轉(zhuǎn)化為符合要求的開關(guān)電源直流輸入電源。 1．線性濾波電路： 抑制諧波和噪聲。 2．浪涌濾波電路： 抑制來自電網(wǎng)的浪涌電流。 3．整流電路： 把交流變?yōu)橹绷鳌? 有電容輸入型、扼流圈輸入型兩種，開關(guān)電源多數(shù)為前者。 （二）．變換電路： 含開關(guān)電路、輸出隔離（變壓器）電路等，是開關(guān)電源電源變換的主通道，完成對帶有功率的電源波形進(jìn)行斬波調(diào)制和輸出。 這一級的開關(guān)功率管是其核心器件。 1．開關(guān)電路 驅(qū)動方式：自激式、他激式。 變換電路：隔離型、非隔離型、諧振型。 功率器件：最常用的有GTR、MOSFET、IGBT。 調(diào)制方式：PWM、PFM、混合型三種。PWM最常用。 2．變壓器輸出 分無抽頭、帶抽頭。半波整流、倍流整流時(shí)，無須抽頭，全波時(shí)必須有抽頭。 （三）．控制電路： 向驅(qū)動電路提供調(diào)制后的矩形脈沖，達(dá)到調(diào)節(jié)輸出電壓的目的。 基準(zhǔn)電路：提供電壓基準(zhǔn)。如并聯(lián)型基準(zhǔn)LM358、AD589，串聯(lián)型基準(zhǔn)AD581、REF192等。 采樣電路：采取輸出電壓的全部或部分。 比較放大：把采樣信號和基準(zhǔn)信號比較，產(chǎn)生誤差信號，用于控制電源PM電路。 V/F變換：把誤差電壓信號轉(zhuǎn)換為頻率信號。 振蕩器：產(chǎn)生高頻振蕩波。 基極驅(qū)動電路：把調(diào)制后的振蕩信號轉(zhuǎn)換成合適的控制信號，驅(qū)動開關(guān)管的基極。 （四）．輸出電路： 整流、濾波。 把輸出電壓整流成脈動直流，并平滑成低紋波直流電壓。輸出整流技術(shù)現(xiàn)在又有半波、全波、恒功率、倍流、同步等整流方式。 第二節(jié)：各類拓補(bǔ)結(jié)構(gòu)電源分析 一．非隔離型開關(guān)變換器 （一）．降壓變換器 Buck電路：降壓斬波器，入出極性相同。 由于穩(wěn)態(tài)時(shí)，電感充放電伏秒積相等，因此： （Ui-Uo）*ton=Uo*toff， Ui*ton-Uo*ton=Uo*toff, Ui*ton=Uo(ton+toff), Uo/Ui=ton/(ton+toff)= Δ 即，輸入輸出電壓關(guān)系為： Uo/Ui=Δ(占空比) Uo ID S ID VD ID L ID C ID 圖2-2：Buck電路拓補(bǔ)結(jié)構(gòu) 在開關(guān)管S通時(shí)，輸入電源通過L平波和C濾波后向負(fù)載端提供電流；當(dāng)S關(guān)斷后，L通過二極管續(xù)流，保持負(fù)載電流連續(xù)。輸出電壓因?yàn)檎伎毡茸饔?，不會超過輸入電源電壓。 （二）．升壓變換器 Boost電路：升壓斬波器，入出極性相同。 利用同樣的方法，根據(jù)穩(wěn)態(tài)時(shí)電感L的充放電伏秒積相等的原理，可以推導(dǎo)出電壓關(guān)系： Ui ID Uo ID S ID VD ID L ID C ID Uo/Ui=1/（1-Δ） 圖2-3：Boost電路拓補(bǔ)結(jié)構(gòu) 這個(gè)電路的開關(guān)管和負(fù)載構(gòu)成并聯(lián)。在S通時(shí)，電流通過L平波， 電源對L充電。當(dāng)S斷時(shí)，L向負(fù)載及電源放電，輸出電壓將是輸入電壓Ui+UL，因而有升壓作用。 （三）．逆向變換器 Buck-Boost電路：升/降壓斬波器，入出極性相反，電感傳輸。 電壓關(guān)系：Uo/Ui=-Δ/（1-Δ） Ui ID Uo ID S ID VD ID C ID L 圖2-4：Buck-Boost電路拓補(bǔ)結(jié)構(gòu) S通時(shí)，輸入電源僅對電感充電，當(dāng)S斷時(shí)，再通過電感對負(fù)載放電來實(shí)現(xiàn)電源傳輸。 所以，這里的L是用于傳輸能量的器件。 （四）．丘克變換器 Cuk電路：升/降壓斬波器，入出極性相反，電容傳輸。 電壓關(guān)系：Uo/Ui=-Δ/（1-Δ）。 N2 C1 T C2 L2 R Uo VD L1 S Ui 圖2-5：Cuk變換器電路拓補(bǔ)結(jié)構(gòu) 當(dāng)開關(guān)S閉合時(shí)，Ui對L1充電。當(dāng)S斷開時(shí)，Ui+EL1通過VD對C1進(jìn)行充電。再當(dāng)S閉合時(shí)，VD關(guān)斷，C1通過L2、C2濾波對負(fù)載放電，L1繼續(xù)充電。 這里的C1用于傳遞能量，而且輸出極性和輸入相反。 二．隔離型開關(guān)變換器 1．推挽型變換器 下面是推挽型變換器的電路。 S2 S1 L C R N1 N1 N2 N2 Ui Uo T 圖2-6：推挽型變換電路 S1和S2輪流導(dǎo)通，將在二次側(cè)產(chǎn)生交變的脈動電流，經(jīng)過全波整流轉(zhuǎn)換為直流信號，再經(jīng)L、C濾波，送給負(fù)載。 由于電感L在開關(guān)之后，所以當(dāng)變比為1時(shí)，它實(shí)際上類似于降壓變換器。 2．半橋型變換器 圖2-6給出了半橋型變換器的電路圖。 當(dāng)S1和S2輪流導(dǎo)通時(shí)，一次側(cè)將通過電源-S1-T-C2-電源及電源-C1-T-S2-電源產(chǎn)生交變電流，從而在二次側(cè)產(chǎn)生交變的脈動電流，經(jīng)過全波整流轉(zhuǎn)換為直流信號，再經(jīng)L、C濾波，送給負(fù)載。 C 2Ui S2 S1 L R N1 N2 N2 Uo T C1 C2 同樣地，這個(gè)電路也相當(dāng)于降壓式拓補(bǔ)結(jié)構(gòu)。 圖2-7：半橋式變換電路 3．全橋型變換器 下圖是全橋變換器電路。 C Ui S3 S2 L R N1 N2 N2 Uo T S4 S1 圖2-8：全橋式變換電路 當(dāng)S1、S3和S2、S4兩兩輪流導(dǎo)通時(shí)，一次側(cè)將通過電源-S2-T-S4-電源及電源-S1-T-S3-電源產(chǎn)生交變電流，從而在二次側(cè)產(chǎn)生交變的脈動電流，經(jīng)過全波整流轉(zhuǎn)換為直流信號，再經(jīng)L、C濾波，送給負(fù)載。 這個(gè)電路也相當(dāng)于降壓式拓補(bǔ)結(jié)構(gòu)。 4．正激型變換器 下圖為正激式變換器。 T N3 C L R N2 Uo S N1 VD1 VD2 VD3 Ui 圖2-9：正激型變換器電路 當(dāng)S導(dǎo)通時(shí)，原邊經(jīng)過輸入電源-N1-S-輸入電源，產(chǎn)生電流。當(dāng)S斷開時(shí)，N1能量轉(zhuǎn)移到N3，經(jīng)N3-電源-VD3向輸入端釋放能量，避免變壓器過飽和。VD1用于整流，VD2用于S斷開期間續(xù)流。 5．隔離型Cuk變換器 隔離型Cuk變換器電路如下所示： N2 C12 T C2 L2 R Uo S N1 VD Ui L1 C11 圖2-10：隔離型Cuk變換器 當(dāng)S導(dǎo)通時(shí)，Ui對L1充電。當(dāng)S斷開時(shí)，Ui+EL1對C11及變壓器原邊放電，同時(shí)給C11充電，電流方向從上向下。附邊感應(yīng)出脈動直流信號，通過VD對C12反向充電。在S導(dǎo)通期間，C12的反壓將使VD關(guān)斷，并通過L2、C2 濾波后，對負(fù)載放電。 這里的C12明顯是用于傳遞能量的，所以Cuk電路是電容傳輸變換電路。 6．電流變換器 能量回饋型電流變換器電路如下圖所示。 S2 S1 C R N1 N1 N2 N2 Ui Uo T N4 N3 VD1 VD2 VD3 圖2-11：能量回饋型電流變換器電路 該電路與推挽電路類似。不同的是，在主通路上串聯(lián)了一個(gè)電感。其作用是在S1、S2斷開期間，使得變壓器能量轉(zhuǎn)移到N3繞組，通過VD3回饋到輸入端。 （上圖懷疑N3同名端反了。） 下面是升壓型變換器的電路圖： S2 S1 C R N1 N1 N2 N2 Ui Uo T L VD1 VD2 圖2-12：升壓型電流變換器電路 該電路也與推挽電路類似，并在主通路上串聯(lián)了一個(gè)電感。在開關(guān)導(dǎo)通期間，L積蓄能量。當(dāng)一側(cè)開關(guān)斷開時(shí)，電感電動勢和Ui疊加在一起，對另一側(cè)放電。因此，L有升壓作用。 三．準(zhǔn)諧振型變換器 在脈沖調(diào)制電路中，加入R、L諧振電路，使得流過開關(guān)的電流及管子兩端的壓降為準(zhǔn)正弦波。這種開關(guān)電源成為諧振式開關(guān)電源。 利用一定的控制技術(shù)，可以實(shí)現(xiàn)開關(guān)管在電流或電壓波形過零時(shí)切換，這樣對縮小電源體積，增大電源控制能力，提高開關(guān)速度，改善紋波都有極大好處。所以諧振開關(guān)電源是當(dāng)前開關(guān)電源發(fā)展的主流技術(shù)。又分為： 1．ZCS——零電流開關(guān)。開關(guān)管在零電流時(shí)關(guān)斷。 2．ZVS——零電壓開關(guān)。開關(guān)管在零電壓時(shí)關(guān)斷。 具體關(guān)于這個(gè)技術(shù)的簡單介紹，見后面相關(guān)內(nèi)容。 四．開關(guān)電源的分類總結(jié) 開關(guān)電源的分類 （一）．按控制方式： 脈沖調(diào)制變換器：驅(qū)動波形為方波。PWM、PFM、混合式。 諧振式變換器：驅(qū)動波形為正弦波。又分ZCS（零電流諧振開關(guān)）、ZVS（零電壓諧振開關(guān)）兩種。 （二）．按電壓轉(zhuǎn)換形式： 1．AC/DC：一次電源。 即整流電源。 2．DC/DC：二次電源。 1)Buck電路：降壓斬波器，入出極性相同。 2)Boost：升壓斬波器，入出極性相同。 3)Buck-Boost：升/降壓斬波器，入出極性相反，電感傳輸。 4)Cuk：升/降壓斬波器，入出極性相反，電容傳輸。 （三）．按拓補(bǔ)結(jié)構(gòu)： 1．隔離型：有變壓器。 2．非隔離型：無變壓器。 第三節(jié)：諧振式電源與軟開關(guān)技術(shù) 本節(jié)討論諧振式開關(guān)電源的有關(guān)知識。 §2-3-1．電路的諧振現(xiàn)象 為了更好地理解諧振式電源，這里回憶一下電路諧振的條件及其特點(diǎn)。 一、串聯(lián)電路的諧振 一個(gè)R、L、C串聯(lián)電路，在正弦電壓作用下，其復(fù)阻抗： Z=R+j(ωL-1/ωC) 一定條件下，使得XL=XC，即ωL=1/ωC ，Z=R，此時(shí)的電路狀態(tài)稱為串聯(lián)諧振。 明顯地，串聯(lián)諧振的特點(diǎn)是： 1．阻抗角等于零，電路呈純電阻性，因而電路端電壓U和電流I同相。 2．此時(shí)的阻抗最小，電路電流有效值達(dá)到最大。 3．諧振頻率：ωo=1/√LC 。 4．諧振系數(shù)或品質(zhì)因素： Q=ωoL/R=1/ωoCR=（√L/C）/R。 由于串聯(lián)諧振時(shí)，L、C電壓彼此抵消，因此也稱為電壓諧振。從外部看，L、C部分類似于短路。 而此時(shí)Uc、UL是輸入電壓U的Q倍。Q值越大，振蕩越強(qiáng)。 這里的Z0=√L/C，我們稱為特性阻抗，它決定了諧振的強(qiáng)度。 5．諧振發(fā)生時(shí)，C、L中的能量不斷互相轉(zhuǎn)換，二者之間反復(fù)進(jìn)行充放電過程，形成正弦波振蕩。 二、并聯(lián)電路的諧振 一個(gè)R、L、C并聯(lián)電路，在正弦電壓作用下，其復(fù)導(dǎo)納： Y=1/R-j(1/ωL-ωC) 一定條件下，使得YL=YC，即1/ωL=ωC ，Y=1/R，此時(shí)的電路狀態(tài)稱為并聯(lián)諧振。 明顯地，串并諧振的特點(diǎn)是： 1．導(dǎo)納角等于零，電路呈純電阻性，因而電路端電壓U和電流I同相。 2．此時(shí)的導(dǎo)納最小，電路電流有效值達(dá)到最小。 3．諧振頻率：ωo=1/√LC 。 4．由于并聯(lián)諧振時(shí)，L、C電流彼此抵消，因此也稱為電流諧振。從外部看，L、C部分類似于開路，L、C各自有效電流卻達(dá)到最大。 5．諧振發(fā)生時(shí)，C、L中的能量不斷互相轉(zhuǎn)換，二者之間反復(fù)進(jìn)行充放電過程，形成正弦波振蕩。 §2-3-2．諧振式電源的基本原理 諧振式電源是新型開關(guān)電源的發(fā)展方向。它利用諧振電路產(chǎn)生正弦波，在正弦波過零時(shí)切換開關(guān)管，從而大大提高了開關(guān)管的控制能力，并減小了電源體積。同時(shí)，也使得電源諧波成分大為降低。另外，電源頻率得到大幅度提高。PWM一般只能達(dá)到幾百K，但諧振開關(guān)電源可以達(dá)到1M以上。 普通傳統(tǒng)的開關(guān)電源功率因素在0.4-0.7，諧振式電源結(jié)合功率因素校正技術(shù)，功率因素可以達(dá)到0.95以上，甚至接近于1。從而大大抑制了對電網(wǎng)的污染。 這種開關(guān)電源又分為： 1．ZCS——零電流開關(guān)。開關(guān)管在零電流時(shí)關(guān)斷。 2．ZVS——零電壓開關(guān)。開關(guān)管在零電壓時(shí)關(guān)斷。 在脈沖調(diào)制電路中，加入L、C諧振電路，使得流過開關(guān)的電流及管子兩端的壓降為準(zhǔn)正弦波。下面是這兩種開關(guān)的簡單原理圖。 Ic Ui S Lr Cr VD Ic Ui S Lr Cr VD S Is Ts Ton Toff S Us Ts on off 圖2-13：電流諧振式開關(guān)電路 電壓諧振式開關(guān)電路 ZCS電流諧振開關(guān)中，Lr、Cr構(gòu)成的諧振電路通過Lr的諧振電流通過S，我們可以控制開關(guān)在電流過零時(shí)進(jìn)行切換。這個(gè)諧振電路的電流是正弦波，而Us為矩形波電壓。 ZVS電壓諧振開關(guān)中，Lr、Cr構(gòu)成的諧振電路的Cr端諧振電壓并聯(lián)到S，我們可以控制開關(guān)在電壓過零時(shí)進(jìn)行切換。這個(gè)諧振電路的電壓是正弦波，而Is接近矩形波。 以上兩種電路，由于開關(guān)切換時(shí)，電流、電壓重疊區(qū)很小，所以切換功率也很小。 以上開關(guān)電源是半波的，當(dāng)然也可以設(shè)計(jì)成全波的。所以又有半波諧振開關(guān)和全波諧振開關(guān)的區(qū)分。 §2-3-3．諧振開關(guān)的動態(tài)過程分析 實(shí)際上，諧振開關(guān)中的所謂“諧振”并不是真正理論上的諧振，而是L、C電路在送電瞬間產(chǎn)生的一個(gè)阻尼振蕩過程。下面，我們對這個(gè)過程做一些分析，以了解諧振開關(guān)的工作原理。 一、零電流開關(guān) 實(shí)際的零電流開關(guān)諧振部分拓補(bǔ)又分L型和M型。如下面兩組圖形所示： S L1 C1 VD1 S L1 C1 VD1 S L1 C1 圖2-14：L型零電流諧振開關(guān)（中半波，右全波） S L1 C1 S L1 C1 VD1 S L1 C1 VD1 圖2-15：M型零電流諧振開關(guān)（中半波，右全波） 這里的L1用于限制di/dt，C1用于傳輸能量，在開關(guān)導(dǎo)通時(shí)，構(gòu)成串聯(lián)諧振。用零電流開關(guān)替代PWM電路的半導(dǎo)體開關(guān)，可以組成諧振式變換器電路。按照Buck電路的拓補(bǔ)結(jié)果，可以得到如下電路： Vi VD2 VD1 L1 L2 C2 RL S C1 V0 i1 圖2-16：Buck型準(zhǔn)諧振ZCS變換器（L型） Vi VD2 VD1 L1 L2 C2 RL S C1 V0 圖2-17：Buck型準(zhǔn)諧振ZCS變換器（M型） 這里，我們分析一下L型電路的工作過程。 假定這是一個(gè)理想器件組成的電源。L2遠(yuǎn)大于L1，從L2左側(cè)看，可以認(rèn)為流過L2、C2、RL的輸出電流是一個(gè)恒流源，電流I0。諧振角頻率： ω0=1/√L1C1 。 特性阻抗： Z0 =√L1/C1）。 動態(tài)過程如下： 1．線性階段（t0-t1）： 在S導(dǎo)通前，VD2處于續(xù)流階段。此時(shí)VVD2=VC1=0。S導(dǎo)通時(shí)，L1電流由0開始上升，由于續(xù)流沒有結(jié)束，此時(shí)初始VL1=Vi。 由VL1=Vi=L1di/dt，且L1初始電流為0，有： i1=Vi(t-t0)/L1----------------------------------式1 到t1時(shí)刻，達(dá)到負(fù)載電流I0，因此： 此階段持續(xù)時(shí)間： T1=t1-t0=L1I0/Vi 由式1，可以看出，此階段i1是時(shí)間的線性函數(shù)。 2．諧振階段（t1-t2）： 在電流i1上升期間，當(dāng)i1小于I0時(shí)，由于i1無法供應(yīng)恒流I0，續(xù)流過程將維持。當(dāng)i1=I0時(shí)，將以i1-I0對C1充電，VD2開始承受正壓，VD2電流下降并截止。L1、C1開始串聯(lián)諧振，i1 因諧振繼續(xù)上升。 iC1=C1dVC1/dt=i1-I0 VL1=L1di1/dt=Vi-VC1 因而： i1=I0+ iC1=I0+Vi/Z0*sinω0 (t-t1)------------------式2 其中，iC1為諧振電流。 VC1=Vi-VL1= Vi -Vicosω0 (t-t1)= Vi [1-icosω0 (t-t1)]--式3 諧振到ta時(shí)刻，諧振電流歸零。如為半波開關(guān)，則開關(guān)自行關(guān)斷；如果是全波開關(guān)，開關(guān)關(guān)斷后，將通過VD1進(jìn)行阻尼振蕩，將電容能量饋送回電源，到時(shí)刻tb電流第二次為0。本階段結(jié)束，這時(shí)的時(shí)刻為t2。 VC1在i1諧振半個(gè)周期，i1=I0時(shí)，達(dá)最大值。i1第一次過零（ta）時(shí)，S斷開。如為半波開關(guān)，則諧振階段結(jié)束。如為全波開關(guān)，C1經(jīng)半個(gè)周期的阻尼振蕩到電流為0（tb）時(shí)，將放電到一個(gè)較小值。 從式2、3，可以看出諧振階段ta前，i1、VC1是時(shí)間的正弦函數(shù)；如為全波開關(guān)，還有一段時(shí)間的阻尼振蕩波。 3．恢復(fù)階段（t2-t3）： 由于VC1滯后1/4個(gè)諧振周期，因而在t2后，因L2的作用還將繼續(xù)向負(fù)載放電，直至VC1=0。這階段，如考慮電流方向性： I0=-C1dVC1/dt 故：VC1= VC1（t2）-I0（t-t2）/C1------------------------------------式4 因此，這個(gè)階段的VC1是時(shí)間的線性函數(shù)，電壓從VC1（t2）逐步下降到零。如為半波開關(guān)，則開關(guān)分壓也將線性上升到輸入電源值。 4．續(xù)流階段（t3-t4）： 當(dāng)電容放電到零后，VD2因反壓消失而導(dǎo)通，對L2及負(fù)載進(jìn)行續(xù)流，以保持電流I0連續(xù)。 此時(shí)，我們可以根據(jù)電路的要求，選擇在適當(dāng)時(shí)間再次開通S，重新開始線性階段。 t t t t t t t t S iL VS VC1 ON ON S iL VS VC1 t0 t1 t3 t4 t0 t1 t3 t4 t2 t2 根據(jù)以上導(dǎo)出的各公式，可以得到如下的波形圖： I0 圖2-18：半波ZCS開關(guān)波形 全波ZCS開關(guān)波形 從以上分析可以看出，ZCS諧振開關(guān)變換器的開關(guān)管總是在電流為0時(shí)進(jìn)行切換。 實(shí)際情況與理想分析有所不同，VC1將有所超前。 M型電路分析方法類似，不再贅述。 二、零電壓開關(guān) ZCS在S導(dǎo)通時(shí)諧振，而ZVS則在S截止時(shí)諧振，二者形成對偶關(guān)系。分析過程大體類似，此處從略。 綜合以上分析過程，我們可以看出，該拓補(bǔ)諧振結(jié)構(gòu)只能實(shí)現(xiàn)PFM調(diào)節(jié)，而無法實(shí)現(xiàn)PWM。原因是脈沖寬度僅受諧振參數(shù)控制。要實(shí)現(xiàn)PWM，還需要增加輔助開關(guān)管。這在本節(jié)“四、軟開關(guān)技術(shù)及常見拓補(bǔ)簡介”中將予以介紹。 §2-3-4．軟開關(guān)技術(shù)及常見軟開關(guān)拓補(bǔ)簡介 軟開關(guān)技術(shù)實(shí)際上是利用電容與電感的諧振，使開關(guān)器件中的電流或電壓按正弦或準(zhǔn)正弦規(guī)律變化。當(dāng)電流過零時(shí)，使器件關(guān)斷，當(dāng)電壓過零時(shí)，使器件開通，實(shí)現(xiàn)開關(guān)的近似零損耗。同時(shí)，有助于提高頻率，提高開關(guān)的容量，減小噪聲。 相對于軟開關(guān)，普通開關(guān)電源的轉(zhuǎn)換器也叫硬開關(guān)。 按控制方式，軟開關(guān)可以分為：脈沖寬度脈沖頻率調(diào)制式（PFM）、脈沖頻率調(diào)制式（PWM）、脈沖移相式（PS）三種。 一、PWM變換器 PWM控制方式是指在開關(guān)管工作頻率恒定的前期下，通過調(diào)節(jié)脈沖寬度的方法來實(shí)現(xiàn)穩(wěn)定輸出。這是應(yīng)用最多的方式，適用于中小功率的開關(guān)電源。 1．零電流開關(guān)PWM變換器 VDS I0 ILR LR S1 LL VD1 Uin S2 R0 CS VD CR 圖2-19：Buck型ZCS-PWM變換器 上圖是增加輔助開關(guān)控制的Buck型零電流開關(guān)變換器。其工作過程與前面過程略有差異： 1）線性階段（S1、S2導(dǎo)通）：開始時(shí)，在LR作用下，S1零電流導(dǎo)通。隨后，因Uin作用，ILR線性上升，并到達(dá)ILR=Io。 2）正向諧振階段（S1、S2導(dǎo)通-關(guān)斷）：當(dāng)ILR=Io時(shí)，因CR開始產(chǎn)生電壓，VD在零電流下自然關(guān)斷。之后，LR與CR開始諧振，經(jīng)過半個(gè)諧振周期，ILR再次諧振到Io，UCR上升到最大值，而ICR 為零，S2關(guān)斷，UCR和ILR將被保持，無法繼續(xù)諧振。 3）保持階段（S1導(dǎo)通、S2關(guān)斷）：此狀態(tài)保持時(shí)間由PWM電路要求而定，保持期間，Uin正常向負(fù)載以I0供電。 4）反向諧振階段（S1導(dǎo)通-關(guān)斷、S2導(dǎo)通）：當(dāng)需要關(guān)斷S1時(shí)，可以控制重新打開S2，此時(shí)在LR作用下，S2電流為0。諧振再次開始，當(dāng)ILR反向諧振到0時(shí)， S1可在零電流零電壓下完成關(guān)斷。 5）恢復(fù)階段（S1關(guān)斷、S2導(dǎo)通）：此后，UCR 在Io作用下，衰減到0。 6）續(xù)流階段（S1關(guān)斷、S2導(dǎo)通-關(guān)斷）：UCR衰減到0后，VD自然導(dǎo)通開始續(xù)流。由于VD的短路作用，S2可在此后至下一周期到來前以零壓零電流方式完成關(guān)斷。 可見，S1在前四個(gè)階段（線性、諧振、保持）均導(dǎo)通，恢復(fù)及續(xù)流時(shí)關(guān)斷。S2的作用主要是隔斷諧振產(chǎn)生保持階段。S1、S2的有效控制產(chǎn)生了PWM的效果，并利用諧振實(shí)現(xiàn)了自身的軟開關(guān)。 該電路的開關(guān)管及二極管均在零電壓或零電流條件下通斷，主開關(guān)電壓應(yīng)力低，但電流應(yīng)力大（諧振作用）。續(xù)流二極管電壓應(yīng)力大，而且諧振電感在主通路上，因而負(fù)載、輸入等將影響ZCS工作狀態(tài)。 2．零電壓開關(guān)PWM變換器 Uos CR VD1 VD4 LL CS R0 S1 S2 LR I0 VD2 VD3 圖2-20：Boost型ZVS-PWM變換器 上面是Boost型零電壓諧振變換器。在每次S1導(dǎo)通前，首先輔助開關(guān)管S2導(dǎo)通，使諧振電路起振。S1兩端電壓諧振為0后，開通S1。S1導(dǎo)通后，迅速關(guān)斷S2，使諧振停止。此時(shí)，電路以常規(guī)PWM方式運(yùn)行。同樣，我們可以利用諧振再次關(guān)斷S1，CR使得主開關(guān)管可以實(shí)現(xiàn)零關(guān)斷。S1、S2的配合控制，實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)下的PWM調(diào)節(jié)。 該電路實(shí)現(xiàn)了主開關(guān)管的零壓導(dǎo)通，且保持恒頻率運(yùn)行。在較寬的輸入電壓和負(fù)載電流范圍內(nèi)，可以滿足ZVS條件二極管零電流關(guān)斷。期缺點(diǎn)是輔助開關(guān)管不在軟件開關(guān)條件下運(yùn)行，但和主開關(guān)管相比，它只處理少量的諧振能量。 3．有源鉗位的零電壓開關(guān)PWM變換器 下圖為有源鉗位的ZVS開關(guān)PWM變換器，這是個(gè)隔離型降壓變換器。其中，LR為變壓器的漏電感，LM是變壓器的激磁電感。CR為S1、S2的結(jié)電容。這個(gè)電路巧妙地利用電路的寄生LR、CR產(chǎn)生諧振而達(dá)到ZVS條件。同時(shí)，CR有電壓鉗位作用，防止S1在關(guān)斷時(shí)過壓。 這里的輔助開關(guān)S2同樣是通過控制諧振時(shí)刻，來配合S1進(jìn)行軟開關(guān)。該電路具體工作過程從略。 Uos LM CC R0 S2 CS LR S1 CR 圖2-21：有源鉗位ZVS-PWM正激變換器 （這個(gè)開關(guān)的課堂講解略）。 二、PFM變換器 PFM是指通過調(diào)節(jié)脈沖頻率（開關(guān)管的工作頻率）來實(shí)現(xiàn)穩(wěn)壓輸出的。它控制電路相對簡單，但由于它工作頻率不穩(wěn)定，因此一般用于負(fù)載及輸入電壓相對穩(wěn)定的場合。 R0 I0 Uos CR VD VDS LR L1 C1 S1 1．Buck零電流開關(guān)變換器 圖2-22：Buck型ZCS準(zhǔn)諧振變換器 該電路就是前面動態(tài)過程分析講的典型ZCS降壓型拓補(bǔ)結(jié)構(gòu)。我們可利用諧振電流過零來實(shí)現(xiàn)S1通斷，脈寬事實(shí)上受諧振電路參數(shù)控制，但我們可以控制S1開通時(shí)刻（即頻率）來實(shí)現(xiàn)PFM。 2．Buck零電壓開關(guān)變換器 Uin CR VD VDS LR CR R0 S CS I0 圖2-23：Buck型ZVS準(zhǔn)諧振變換器 這個(gè)電路是一個(gè)Buck型電路結(jié)構(gòu)它利用。它直接利用輸出電感作為諧振電感，和CR產(chǎn)生諧振。過程是： 1）線性階段（S導(dǎo)通）：S導(dǎo)通時(shí)，輸入電壓Uin將對CR充電，并提供輸出恒流I0。開始時(shí)，由于續(xù)流過程沒有結(jié)束，VD將維持一段時(shí)間向LR提供電流。 2）諧振階段1（S導(dǎo)通-關(guān)斷）：隨著CR電壓的上升，VD逐步承受反壓關(guān)斷。LR、CR開始諧振，輸入電源既要提供負(fù)載恒定電流，又要提供諧振電流。由于電源鉗位作用，VD無法恢復(fù)續(xù)流。諧振中，可以選擇某一時(shí)刻關(guān)斷S，關(guān)斷時(shí)兩端電壓為0。 3）諧振階段2（S關(guān)斷）：此后，LR、CR、CS共同諧振。當(dāng)CR電壓諧振到過零時(shí)，VD重新導(dǎo)通續(xù)流。 4）諧振階段3（S關(guān)斷-導(dǎo)通）：續(xù)流期間，LR、CS繼續(xù)諧振。當(dāng)CS電壓過零時(shí)，可以重新開通S。 這個(gè)電路是利用S的關(guān)斷時(shí)刻來達(dá)到PFM調(diào)節(jié)的。 三、PS軟開關(guān)變換器 脈沖移相軟開關(guān)變換器用于橋式變換器。橋式變換器必須是在對角開關(guān)管同時(shí)導(dǎo)通時(shí)，才輸出功率。我們可以通過調(diào)整對角開關(guān)管的重合角度，來達(dá)到調(diào)節(jié)電壓的目的。在中、大功率電源中，經(jīng)常使用這種變換器。 1．移相全橋零電壓零電流變換器 下圖是移相式PS-FB-ZVZCS-PWM（移相-全橋-零電壓零電流-脈寬調(diào)制）變換器電路拓補(bǔ)結(jié)構(gòu)圖。 C1C、C2C是開關(guān)管結(jié)電容或并聯(lián)電容，LR為變壓器的漏電感，LS為串聯(lián)的飽和電感，Cb為阻斷電容。VD1-VD4用做續(xù)流二極管。 原理簡述：這是一個(gè)全波橋軟開關(guān)變換器，我們可以讓S3、S4在移相時(shí)滯后，則我們把S1、S2稱為超前橋臂，S3、S4稱為滯后橋臂。S1、S2可以在LR、LS、C1C、C2C、副邊耦合電感等的諧振作用下，實(shí)現(xiàn)零電壓開關(guān)。在電流過零時(shí)，由于阻斷電容、飽和電感作用，使得零電流有一定保持時(shí)間，在此期間，S3、S4實(shí)現(xiàn)零開關(guān)。 如果把LS、Cb去掉，在S3、S4兩端并聯(lián)兩個(gè)諧振電容，就構(gòu)成了移相全橋零電壓變換器。 Uos R0 S1 S2 S3 S4 C1C C2C VD1 VD2 VD3 VD4 Cb LS LR Lr Cr 圖2-24：移相全橋零電壓零電流變換器 2．不對稱移相全橋零電壓零電流變換器 下圖中，超前臂外接了旁路電容和反并二極管，而滯后臂則沒有。所以稱為不對稱移相全橋變換器。這個(gè)電路同樣是通過諧振在零壓時(shí)開關(guān)S1、S3，而在零電流開關(guān)S2、S4。 這個(gè)電路和對稱全橋的區(qū)別是，對稱全橋由于滯后橋臂有續(xù)流二極管和電容，因此在電流過零后，將形成反向流通渠道，因此要有比較大的電感來維持電流過零的時(shí)間，以完成對滯后橋臂的開關(guān)。而不對稱全橋則因?yàn)闇髽虮蹧]有了通路，因此過零后能保持在零電流，以便完成滯后臂的開關(guān)。 同時(shí)，由于對稱全橋電路原邊串聯(lián)了比較大的電感，因而電源效率會有一定損失。而不對稱電路可以不串較大電感，所以損耗降低，電源效率得以提高。 下面是該電路的工作過程要點(diǎn)分析如下： Vi R0 S1 S3 S2 S4 C1 C2 VD1 VD2 LK L0 C0 C3 SC CC 圖2-25：不對稱移相全橋零電壓零電流變換器 1） 先看對角導(dǎo)通，如S1、S4開通時(shí)，原邊能量正常向副邊傳輸，C2、Cc充電。 2） 當(dāng)S1關(guān)斷時(shí)，C1充電，C2放電，原邊電流方向不變。由于C1上升是漸進(jìn)的，所以S1屬于零壓關(guān)斷。 3） 當(dāng)C2放電過零，VD2開始反向?qū)〞r(shí)，可以控制S3導(dǎo)通，因此S3為零壓導(dǎo)通。 4） S3導(dǎo)通上升沿觸發(fā)一單穩(wěn)態(tài)脈沖，控制輔管Sc導(dǎo)通。此時(shí)，Cc電壓被瞬間接到變壓器副邊。從而在原邊產(chǎn)生一瞬間高壓，此較高電壓將加快原邊電流迅速復(fù)位歸零。 5） 當(dāng)電流回零后，輔管關(guān)斷。此時(shí)副邊又被鉗制在近似短路的低電壓，原邊電壓也迅速降低。使得C3電壓反向加到S4上，促使S4在零電流下關(guān)斷。 6） 此時(shí)，在Lk作用下，同時(shí)可以零電流開通S2。電流換向成功，進(jìn)入下半個(gè)周期。 7） 副邊在原邊換向的同時(shí)，也完成換向，且由于Cc的存在，抑制了整流管的反向尖峰電壓。 第四節(jié)：其它軟開關(guān)技術(shù)應(yīng)用及發(fā)展概況 其實(shí)，為了提高對輸入電壓、負(fù)載變化的適應(yīng)能力，降低開關(guān)管電壓、電流應(yīng)力，減少開關(guān)損耗等目的，其它改進(jìn)型的軟開關(guān)類型還有很多，也有許多問題需要討論，遠(yuǎn)遠(yuǎn)不是這些篇幅所能探討的。這里只簡單瀏覽相關(guān)典型軟開關(guān)電路，感興趣者可查閱相關(guān)專業(yè)資料。 一． 半橋不對稱PWM變換器 與全橋變換器不同，在合適的控制方案下，半橋電路也可以組成不對稱ZVS變換器，但無法構(gòu)成ZVZCS電路。它可以實(shí)現(xiàn)開關(guān)管的零壓切換，且在寬負(fù)載和輸入電壓范圍實(shí)現(xiàn)恒頻PWM調(diào)節(jié)。 二． 有源與無源軟開關(guān) 一般的軟開關(guān)，分為有源和無源兩種。傳統(tǒng)的軟開關(guān)要附加有源器件（如開關(guān)）及控制電路，近幾年逐步開始開發(fā)無源軟開關(guān)，從而促進(jìn)了電路的簡化和開關(guān)電源的成本降低。 這項(xiàng)技術(shù)的關(guān)鍵是用簡單的電路結(jié)構(gòu)來實(shí)現(xiàn)dv/dt、di/dt的降低，從而有效地完成ZVS、ZCS控制，以消除電路中的有源部分。 三． DC/DC變換器 DC/DC變換器實(shí)際上就是前面講到的各類變換器。只是去掉開關(guān)電源的輸入電路及部分輸出整流器件，形成簡單的DC/DC轉(zhuǎn)換模塊。這類器件目前取得了較大范圍的應(yīng)用，使得用戶可以簡單地構(gòu)件自己的電源系統(tǒng)。 這種器件的研發(fā)，成為開關(guān)電源的一個(gè)重要分支。 四． 軟開關(guān)逆變器 借用軟開關(guān)的概念，在全橋電路上適當(dāng)改進(jìn)，可以構(gòu)成軟開關(guān)全橋有源逆變器電路。所以，軟開關(guān)技術(shù)的應(yīng)用不僅僅限于開關(guān)電源本身，其它類似功率變換電路也可以借用這個(gè)技術(shù)，而實(shí)現(xiàn)功率器件的軟開關(guān)，從而降低損耗，提高效率。典型的如變頻器、電機(jī)保護(hù)器。 五． 三電平電路 在大功率高電壓變換電路中，管子的電壓應(yīng)力必須盡量降低。因此，研發(fā)了所謂三電平電路。通過增加“變換電感”和電容器件，達(dá)到降低電壓應(yīng)力的目的。這個(gè)方案可以使開關(guān)管電壓應(yīng)力降低到輸入直流電壓的一半。 六． 其它電路及發(fā)展方向 變換器電路實(shí)際還有很多問題需要討論，我們在有限的時(shí)間內(nèi)不可能完全涉及。 變換器目前的發(fā)展大體有如下兩個(gè)主要趨勢： 1、 朝高功率密度、大電流發(fā)展。以滿足高功率電源需要。 2、 朝低壓發(fā)展，以滿足低損耗系統(tǒng)的需要。目前在1VDC電源方向展開了一系列研究。 第三部分：不二越開關(guān)電源 第一節(jié)：不二越開關(guān)電源集成控制芯片 目前，集成開關(guān)電源控制芯片技術(shù)已經(jīng)十分成熟，為開關(guān)電源的制造帶來極大便利，并促進(jìn)了成本的下降。 這類芯片含有：MOS智能開關(guān)、電源管理電路、半橋或全橋逆變器、PWM專用SPIC、線性集成穩(wěn)壓器、開關(guān)集成穩(wěn)壓器等。 不二越電源使用的電源控制芯片是：M51995AFP。下面我們介紹這種芯片。 §3-1-1．芯片管腳排列及說明 這個(gè)芯片是M51995AP的擴(kuò)展。 M51995AP的管腳排列見圖19，各引腳定義如下： 　 圖3-1：M51995AP管腳排列圖 COLLECTOR：圖騰柱輸出集電極 Vout：圖騰柱輸出 EMITTER：圖騰柱輸出發(fā)射極 VF：VF控制端 ON/OFF：工作使能端 OVP：過壓保護(hù)端 DET：檢測端 F/B：電壓反饋端 T－ON：計(jì)時(shí)電阻ON端 CF：計(jì)時(shí)電容端 T－OFF：計(jì)時(shí)電阻OFF端 CT：斷續(xù)方式工作檢測電容端 GND：芯片地 CLM－：負(fù)壓過流檢測端 CLM＋：正壓過流檢測端 圖3-2：M51995APF管腳排列圖 可以看出，除了5、6、15、16四個(gè)腳提供兩對熱沉控制端以外，其余都是相同的。 §3-1-2．芯片基本特性： 一、芯片特性： M51995A是MITSUBISHI公司推出的專門為AC/DC變換而設(shè)計(jì)的離線式開關(guān)電源初級PWM控制芯片。該芯片內(nèi)置大容量圖騰柱電路，可以直接驅(qū)動MOSFET。M51995A不僅具有高頻振蕩和快速輸出能力，而且具有快速響應(yīng)的電流限制功能。它的另一大特點(diǎn)是過流時(shí)采用斷續(xù)方式工作，具備過流及短路保護(hù)功能。 芯片的主要特征如下： 500kHz工作頻率； 輸出電流達(dá)2A，輸出上升時(shí)間60μs，下降時(shí)間40μs； 起動電流小，典型值為90μA； 起動和關(guān)閉電壓間壓差大：起動電壓為16V，關(guān)閉電壓為10V； 改進(jìn)圖騰柱輸出方法，穿透電流?。? 過流保護(hù)采用斷續(xù)方式工作； 用逐脈沖方法快速限制電流； 具備欠壓、過壓鎖存電路。 二、推薦使用條件： 電源：12-36V。 工作頻率：小于500KHz。 振蕩頻率設(shè)置電阻：Ron：10-75K，Roff：2-30K。 三、特性圖及簡介： 這里，有選擇地介紹該器件的主要特性。 圖3-3：功率/溫度曲線 圖3-4：Icc/Vcc曲線（正常工作） 1．功率/溫度特性： 它由功率上限、溫度上限、及負(fù)溫度特性的斜線組成。低溫區(qū)（25度以下），主要受最大功耗限制，高溫區(qū)（85度以上）受最高允許溫度限制。25-85度區(qū)域，呈負(fù)溫度特性。芯片使用應(yīng)控制在這個(gè)范圍內(nèi)。 2．Icc/Vcc特性： Icc、Vcc指電源電流、電壓的關(guān)系。該特性具有滯回特性，即開啟電壓比關(guān)閉電壓高。前者為16V，后者為10V。而且，頻率越高，芯片電流相對越大。 圖3-5：振蕩頻率/溫度曲線 圖3-6：占空比/溫度曲線 3．振蕩頻率/溫度特性 該芯片內(nèi)置了一個(gè)振蕩元件需要外接的振蕩電路， 該電路頻率將隨溫度變化而呈現(xiàn)負(fù)溫度特性。 4．占空比/溫度特性 占空比隨溫度變化不大，略成負(fù)溫度特性。 實(shí)際上，溫度會影響很多器件的特性，對精密電路，這種影響是必須考慮的。 圖3-7：輸出高電平/拉電流曲線 圖3-8：輸出低電平/灌電流曲線 5．輸出高電平/拉電流特性 這是芯片工作在灌電流/低電平狀態(tài)的特性。該器件額定電流為2A。 6．輸出低電平/灌電流特性 這是芯片工作在拉電流/高電平狀態(tài)的特性。 圖3-9：占空比/F/B輸入電流曲線 7．占空比/F/B輸入電流特性 這個(gè)特性反應(yīng)了電源反饋電流和占空比的關(guān)系。在小電流區(qū)，占空比基本不受反饋電流的影響，但在0.5mA以上，二者呈線性關(guān)系。反饋信號越強(qiáng)，占空比越低。利用這個(gè)特性，可以有效地實(shí)現(xiàn)反饋調(diào)節(jié)過程。 §3-1-3．芯片工作原理分析 一．芯片原理圖：