數(shù)字電視廣播原理與應用.ppt

《數(shù)字電視廣播原理與應用.ppt》由會員分享，可在線閱讀，更多相關《數(shù)字電視廣播原理與應用.ppt（128頁珍藏版）》請在裝配圖網(wǎng)上搜索。

第7章數(shù)字基帶傳輸與數(shù)字調制,7.1數(shù)字基帶傳輸,7.1.1引言 7.1.2數(shù)字基帶信號的常用碼型和功率譜 7.1.3使用偽隨機序列擾碼 7.1.4無碼間干擾基帶傳輸,圖7-1所示的為基帶傳輸系統(tǒng)的基本結構框圖，它由信道信號形成器、傳輸信道、接收濾波器和取樣判決器幾部分組成。,7.1.1引言,圖7-1 基帶傳輸系統(tǒng)基本結構框圖,7.1.2數(shù)字基帶信號的常用碼型和功率譜,確定碼型（不同表示形式的基帶信號）時必須考慮到以下幾個方面。 （1）對于傳輸頻帶低端受限的信道，傳輸信號碼型的頻譜中不應包含直流或低頻成分。,1.碼型選擇原則,（2）應盡量減小碼型頻譜中的高頻成分，既可節(jié)省傳輸頻帶、提高頻譜利用率，又可減少有線信道電纜內不同線對之間的信號串擾。 （3）接收端易于從串行的基帶信號中提取位定時信息，再生出準確的時鐘信號供數(shù)據(jù)判決使用。,（4）便于實時監(jiān)測傳輸系統(tǒng)中的信號傳輸質量，能監(jiān)測出碼流中錯誤的信號狀態(tài)。 （5）信道中發(fā)生誤碼時要求所選碼型不致造成誤碼擴散（或稱誤碼蔓延）。 （6）碼型變換過程不受信源統(tǒng)計特性（信源中各種數(shù)字信息的概率分布）的影響，即碼型變換對任何信源具有透明性。,（1）二元碼 二元碼中基帶信號的脈沖波形只有兩種幅度，即高電平（H）和低電平（L）。圖7-2所示的為兩種二元碼波形。,2.碼型分類及其特點,圖7-2 二元碼波形示例,三元碼中，數(shù)字基帶信號的幅度取值有+1，0和-1三種電平，圖7-3（a）所示的為一個示例。,（2）三元碼（雙二進制碼，三進制碼）,圖7-3 三元碼波形示例,多元碼碼型具有多種電平的幅度取值，如果以m個比特組成一個字，則對應地有2m元碼的碼型。m=2時構成四元碼，如圖7-4所示。,（3）多元碼,圖7-4 多元碼波形示例,多元碼是以誤碼率可能增高的代價來換取頻譜利用率的提高的。,圖7-5中，（1）為基帶信號的信息碼元；（2）為位定時信號，脈寬T代表1比特的寬度，升降沿代表每比特定時的開始。 圖7-5中，（3）為單極性不歸零（NRZ）碼， 圖7-5中，（5）為單極性歸零（RZ）碼，區(qū)別在于碼元“1”的高電平持續(xù)時間τ＜T/2，其余時間返回0電平（低電平）；而碼元“0”一直處于0電平。,3.二元碼的種類和特點,圖7-5中，（6）為單極性傳號差分（NRZ-M）碼，其特點是以位定時信號邊沿時刻有電平跳變表示“1”，無電平跳變表示“0”。圖中（7）為單極性空號差分（NRZ-S）碼，其特點是以位定時信號邊沿時刻有電平跳變表示“0”，無跳變表示“1”。,圖7-5 幾種常用的二元碼波形圖,圖7-5中，（8）為雙相碼（也稱曼徹斯特碼或調頻碼），其特點是無論碼元“1”或“0”，每一碼元比特的邊緣都有電平跳變。,圖7-5中，（9）為密勒碼（Miller,M），它是雙相碼的一種變型，“1”用碼元周期中央出現(xiàn)跳變（而其前后沿不出現(xiàn)跳變）來表示；對碼元“0”則有兩種處理情況，單個“0”時碼元周期內不出現(xiàn)跳變，連“0”時在相鄰的“0”交界處出現(xiàn)跳變。,密勒碼的特點在于，不但無直流成分和保留有定時信息，而且基帶上限頻率明顯降低，僅為雙相碼的一半；它的最大脈沖寬度為兩個碼元周期，這不但使功率譜相對集中，而且利用該特點可以檢測傳輸誤碼。,圖7-5中，（10）為密勒平方碼（M2），它是密勒碼的變型，其區(qū)別在于無論“1”還是“0”，當連續(xù)出現(xiàn)的相同碼元超過2時省去最后一個比特上的電平跳變，即對于“1”省去其中央電平跳變，對于“0”省去其最后一個碼元“0”的前沿跳變。,圖7-6所示的為幾種二元碼的功率譜密度曲線。,4.二元碼的功率譜,圖7-6幾種二元碼的功率譜,上述各種碼型可從基本的NRZ碼轉換產生，并可以從一種碼型轉換成另一種碼型。,5.碼型轉換,m序列是最常用的一種偽隨機二進制序列，它是最長線性反饋移存器序列的簡稱，是帶線性反饋的移存器所產生的周期最長的序列。圖7-8示出一個4級反饋移存器m序列發(fā)生器電路，圖中的線性所饋遵從下式的遞歸關系式,7.1.3使用偽隨機序列擾碼,圖7-8 4級移存器m序列發(fā)生器電路,m序列具有下列特定的性質。 （1）均衡性 （2）游程分布 （3）移位相加（mod2）特性 （4）偽噪聲特性,2. m序列的性質,數(shù)據(jù)加擾原理是以m序列為基礎的，一般的加擾電路構成如圖7-10所示。,3.數(shù)據(jù)序列的加擾和解擾,圖7-10 加擾電路的一般形式,解擾電路的一般形式如圖7-11所示，它的輸入序列是｛bk｝，m序列發(fā)生器與編碼端的完全一樣，輸出序列為｛ck｝ 。,圖7-11 解擾電路的一般形式,加解擾的優(yōu)點在于，對于會包含有連“1”、連“0”的數(shù)據(jù)序列，經(jīng)過PRBS產生的m序列進行模2和后，將變?yōu)閭坞S機型的數(shù)據(jù)序列，從而使其功率譜較適合于傳輸信道的特性，并且接收端容易從數(shù)據(jù)流中提取出時鐘信號。,4.加解擾的優(yōu)點和缺點,至于缺點，一是加擾碼傳輸中發(fā)生單個誤碼時會影響到接收端相繼的n個碼元的正確解擾，造成誤碼蔓延（或稱誤碼增值）；二是如果輸入的數(shù)據(jù)序列很特殊，與m序列作模2和時可能正好形成不良的包含長“1”長“0”的加擾序列，當然這種概率非常小。 由于優(yōu)點勝過缺點，所以在實際的數(shù)字信號基帶傳輸中普遍地對串行數(shù)據(jù)流施加了加擾處理。,采用15級移存器的PRBS對數(shù)據(jù)序列作模2和，電路如圖7-12所示。,5.實用的加擾電路,圖7-12 15級移存器的PRBS加擾電路,1.基帶傳輸系統(tǒng)的基本特點,7.1.4無碼間干擾基帶傳輸,圖7-13 基帶傳輸系統(tǒng)典型方框圖,這里，要討論的就是關于碼間干擾及其消除問題。至于隨機噪聲和時基抖動的影響，屬于另外的討論范圍。當然，應做到隨機噪聲盡量小，再生時鐘盡量穩(wěn)定和準確。,2.無碼間干擾的基帶傳輸特性,發(fā)送濾波、傳輸信道和接收濾波的復頻率特性分別為G(ω)，C(ω)和R(ω)，因此，整個系統(tǒng)的傳輸特性H(ω)為 H(ω)=G(ω)C(ω)R(ω),經(jīng)過傳輸信道和接收濾波后，輸出信號r(t)有下列的波形序列 式中，h(t)為H(ω)的沖激響應，,r(t)饋入取樣判決電路，由該電路確定an的取值，恢復出接收的信號序列s’(t)。理想上，無誤碼時s’(t)應等于發(fā)送序列s(t)。,現(xiàn)在來討論，對于沖激響應為h(t)的H(ω)=G(ω)C(ω)R(ω)，什么樣的H(ω)可使r(t)信號成為無碼間干擾的輸出波形。所謂無碼間干擾，即是對在每一時刻kT上對h(t)進行取樣時，應存在下列關系式 就是說，除了k=0能得到取樣值h（t）=1外，在其他取樣點上h（t）均為0。,無碼間干擾時的基帶傳輸特性應滿足下式,凡是能滿足式（7-15）的基帶傳輸系統(tǒng)均可消除碼間串擾，這個準則稱為奈奎斯特第一準則。其物理意義在于，將傳輸函數(shù)H（ω）沿ω軸以2π/T為間隔（n=0,1,2…）切開，然后分段平移到（-π/T，π/T）區(qū)間內進行相加，結果形成一條水平直線，（也即是常數(shù)值）。這時式（7-14）成立，實現(xiàn)了無碼間干擾傳輸。,（1）理想低通型 圖7-15所示的為實際的、無負頻率的理想低通特性及其沖激響應h(t)的波形。,3.無碼間干擾傳輸?shù)膶崿F(xiàn)方法,圖7-15 理想低通及其沖激響應,圖7-16中，α=0的傳輸函數(shù)H(ω)就是理想低通特性的情況，其h(t)有較大的衰減振蕩拖尾。當0＜α≤1時，余弦滾降特點H（ω）可表示成下式,（2）升余弦滾降特性,相應的沖激響應h(t)為,圖7-16 升余弦滾降特性及其沖激響應曲線,（1）DVB-S系統(tǒng)中的發(fā)送濾波 （2）DVB-C系統(tǒng)中的發(fā)送濾波,4.無碼間干擾傳輸?shù)膮?shù)實例,（1）理想低通型 圖7-15所示的為實際的、無負頻率的理想低通特性及其沖激響應h(t)的波形。,3.無碼間干擾傳輸?shù)膶崿F(xiàn)方法,7.2.1概述 7.2.22ASK和MASK 7.2.32PSK和2DPSK 7.2.4QPSK和DQPSK 7.2.5MPSK和MQAM調制 7.2.6Offset-QAM調制（OQAM調制） 7.2.7MVSB調制 7.2.8COFDM調制,7.2數(shù)字調制,數(shù)字調制是由數(shù)據(jù)流對高頻載波進行調制，對于正弦高頻載波，也有調幅、調頻和調相三種基本調制方式，并可以派生出多種其他調制方式，但數(shù)據(jù)流調制中不再以高頻脈沖作為載波使用。,7.2.1概述,數(shù)字調制信號也稱為鍵控信號，可使高頻載波受到幅度鍵控（ASK）、頻移鍵控（FSK）或相移鍵控（PSK）。這三種調制方式即對應于模擬調制中的調幅、調頻和調相。圖7-17所示的為ASK，F(xiàn)SK和PSK的簡單例子。,圖7-17數(shù)字調制的三種鍵控方式,調制信號是二進制的數(shù)字值。另一方面，為了提高高頻載波的調制效率，也常采用多進制信號進行高頻調制，使一定的已調波高頻帶寬內能包含更高的碼率。高頻載波的調制效率可以用每赫（Hz）已調波帶寬內可傳輸?shù)拇a率（bit/s）來標記，故單位為bit/s/Hz。,圖7-18 ASK和FSK信號接收系統(tǒng)方框圖,圖7-18所示的為ASK和FSK二進制數(shù)字調制信號的接收系統(tǒng)框圖。,與ASK和FSK不同，PSK屬于相干性數(shù)字調制，接收機中要借助一個本機振蕩電路和一個鑒相器與接收載波的基準相位進行鎖相，產生出穩(wěn)定的、正確相位的參考載波實現(xiàn)對已調波的解調。,1. 2ASK,7.2.22ASK和MASK,通常，2ASK有兩種調制方法，如圖7-19所示。,圖7-19 2ASK的兩種調制方法,MASK表示多電平（M個電平）的ASK，比如將串行數(shù)據(jù)流經(jīng)并行變換后形成k路的并行比特數(shù)據(jù)流，再進行D/A轉換和ASK，則成為2k=M電平的ASK。K=2時為4ASK，如圖7-20所示。,2.MASK,圖7-20 4ASK調制的框圖和波形,1. 2PSK（BPSK）調制 2PSK是二進制相移鍵控，也可記作BPSK，由二進制數(shù)據(jù)+1和-1對載波進行相位調制。2PSK可以表示成下式,7.2.3 2PSK和2DPSK,式中，g(t)是持續(xù)時間為Ts的矩形脈沖，an的取值服從下列關系式 這里，當數(shù)據(jù)為0時an=+1，當數(shù)據(jù)為1時an=-1。于是有,已調相波通常采用星座圖來表示調制結果，2PSK的一種星座圖如圖7-21中的兩個“”點所示，但也可以是兩個“”點的星座圖e0(t)=sinωct。,圖7-21 2PSK調制的星座圖,2DPSK是利用前后相鄰比特碼元已調波的相對相位值來表示調制信號的數(shù)字信息的。,2. 2DPSK（BDPSK或DBPSK）,圖7-22所示的為2PSK和2DPSK的調制電路方框圖，其中，圖7-22（a）是產生2PSK信號的鍵控法電路方框圖，圖7-22（c）是產生2DPSK信號的鍵控方框圖，圖7-22（b）是產生2DPSK信號的模擬調制方框圖。,圖7-22 2PSK和2DPSK調制電路方框圖,2PSK信號的解調必須采用相干解調方法，接收端所需的與發(fā)送端基準載波同頻同相的參考載波的獲得是個關鍵問題。 圖7-23所示的為2PSK的一種解調電路，其中，圖7-23（a）為總體框圖，圖7-23（b）為圖7-23（a）中的參考載波恢復電路細節(jié)，VCO為壓控振蕩器。,3. 2PSK解調,圖7-23 2PSK解調電路方框圖,差分譯碼的邏輯電路框圖如圖7-24（b）所示。,4. 2DPSK解調,圖7-24 2DPSK相位比較法解調電路,圖7-24（b）中，ak為譯碼器得到的NRZ原碼（絕對碼），bk為差分碼（相對碼），bk-1為延時一位的bk序列。 圖7-23（a）和圖7-24（a）的解調原理屬于極性比較法解調，由參考載波對已調相波進行極性比較，得出已調相波的解調數(shù)據(jù)。 2DPSK信號的另一種解調方法是差分相干解調，其方框圖如圖7-25所示。,圖7-25 差分相干解調電路,1. QPSK（4PSK）調制 在相移鍵控（PSK）調制中，最常用的是四相相移鍵控（4PSK或QPSK）和差分四相相移鍵控（4DPSK或DPSK）方式。本小節(jié)中介紹QPSK調制器的構成。如圖7-26所示。 它可以看成是兩個2PSK綜合構成的。 QPSK調制器實際上由正交平衡調制器組成。,7.2.4QPSK和DQPSK,圖7-26 QPSK調制器電路框圖,據(jù)此，a、b碼元的調制波組合可形成表7-3中4種絕對相位的QPSK信號，并能用圖7-27所示的已調相波星座圖表示，參見圖7-27中的四個“”點。,圖7-27QPSK調制的星座圖,表7-3 雙碼元與載波相位,關于QPSK信號的解調，由于QPSK信號可看成是兩個正交2PSK信號的合成，所以可采用2PSK信號的解調方法進行解調，即由兩個2PSK相干解調器構成解調電路，其組成方框圖如圖7-28所示。,2. QPSK信號解調,圖7-28 QPSK解調電路方框圖,現(xiàn)在，再討論DQPSK信號的產生。DQPSK與QPSK相比較，是以前后符號間調相波的相位差來反映當前調制符號的數(shù)據(jù)的。所以，其調制電路中在串/并變換之后要經(jīng)過差分編碼處理，而后再進行QPSK調制，具體方框圖如圖7-29所示。,3. DQPSK調制,圖7-29 DQPSK調制器電路方框圖,雙比特差分編碼的方法有兩種，一種是自然碼編碼，另一種是反射碼（格雷碼）編碼。,DQPSK信號的解調方法與2DPSK信號解調方法類似，也有極性比較法和相位比較法兩種方式。由于DQPSK信號可以看作由兩路2DPSK信號組合構成，因此解調時也能按兩路2DPSK信號進行分別的解調。圖7-30（a）和（b）所示的分別是上述兩種解調方法的電路框圖，圖7-30（a）為極性比較法解調電路，圖7-30（b）為相位比較法解調電路。,4.DQPSK解調,圖7-30 DQPSK信號的解調電路方框圖,差分譯碼器的作用與發(fā)送端的差分編碼器相反，它將相對碼c，d轉換成絕對碼a，b。,四相調制（QPSK和DQPSK）與二相調制（2PSK和2DPSK）相比較，四相信號是以兩個比特組成一個符號，在相同的已調相波頻帶下，其信息速率比二相信號高一倍。因此，四相調制比二相調制的高頻調制效率（bit/s/Hz）高一倍。在電話通信和衛(wèi)星電視廣播等適于應用PSK調制的傳輸信道中，一般都采用四相移相調制。,5.四相調制與二相調制的比較,另一方面，在抗干擾能力上，由于四相移相調制的已調波相位間隔為90，小于二相移相調制的相位間隔180，因此其抗相位噪聲的能力低于二相移相調制。因此，一些通信系統(tǒng)中在視、音頻數(shù)據(jù)信息采用四相移相調制的同時，對于數(shù)據(jù)流正確接收十分重要的同步信息采用了二相移相鍵控調制方式。,1. MPSK（多進制相移鍵控）調制 前面介紹過MASK（多進制幅度鍵控），即以多種符號電平（1、3、5…）對sinωct或cosωct載波進行幅度調制，這時的星座圖是在水平軸（I軸，載波為sinωct時）或垂直軸（Q軸，載波為cosωct時）上呈線狀分布的若干個（M個）矢量端點。,7.2.5MPSK和MQAM調制,而在四相移相鍵控調制時，如圖7-31所示，其已調載波的星座圖是均勻分布在同一圓周上的4個點。容易想象到，可以進一步采用MPSK（多進制相移鍵控）調制。,圖7-31 8PSK調制電路框圖和星座圖,為了進一步提高頻譜利用率，可以采用16PSK調制。其星座圖如圖7-32（a）所示。,圖7-32 16PSK和16QAM調制星座圖,MQAM信號的已調載波矢量可充分利用整個調制平面，在相同的平均載波功率下對于相同的M值可使MQAM的抗干擾能力強于MASK和MPSK。圖7-32（b）所示為16QAM信號的星座圖，并假設圓周半徑r與圖7-32（a）的相同，故兩者有相同的峰值功率。,2. MQAM,圖7-33 16QAM調制器電路框圖,16QAM調制電路的方框圖如圖7-33所示，輸入的串行數(shù)據(jù)流經(jīng)過串/并變換器分成兩路雙比特流b1b2和b3b4，它們分別由數(shù)/模變換器把4種數(shù)據(jù)組合（00，01，11，10）變換成4種模擬信號電平（+3，+1，-1，-3）上、下支路的模擬輸出分別調制載波信號sinωct和cosωct，然后通過加法器使兩個已調波相加，得到合成的調相波信號16QAM輸出。,根據(jù)上面的取值規(guī)定，可得出表7-6所示的b1b2，b3b4值與圖7-32（b）中I軸（同相軸）值、Q軸（正交軸）值間的關系。,表7-6 b1b2，b3b4值與I，Q值的關系,按表7-6，可進一步畫出16QAM星座圖中星座點與b1b2b3b4四比特數(shù)據(jù)之間的關系，如圖7-34所示。 MQAM調制方式中除了常用的16QAM外，還有4QAM，32QAM，64QAM，128QAM和256QAM等。其中，4QAM實際與4PSK是等效的，星座圖上都是4個星座點。全部可能的MQAM（M=4，16，32，64，128，256）的星座圖綜合如圖7-35所示。,圖7-34 16QAM星座點與碼元的關系,圖7-35 MQAM調制的各種星座圖,從圖7-32（a）和(b)所示的星座圖看，16PSK與16QAM的載波調制矢量都有16個端點，因而也有相同的高頻載波帶寬效率（bit/s/Hz），但在抗干擾能力上是有差別的。dMPSK為 dMPSK=2sin(180/M),3. MQAM與MPSK的比較,而對于MQAM，若M=2k中k為偶數(shù)，則其相應的最小距離dMQAM為 式中，M=L2，L為星座圖上星座點在水平軸和垂直軸上的投影點數(shù)目。,圖7-36的右半部分所示的是MQAM信號解調器的方框圖，其電路處理是調制器的逆過程，由恢復的參考載波對已調波進行同步解調，解調的信號經(jīng)低通濾波后受到L-1種電平的閾值判決，得到兩路碼率為Rb/2的二進制序列，再通過并/串變換器形成一路碼率為Rb的二進制序列。,圖7-36 MQAM的調制器和解調器框圖,7.2.6Offset-QAM調制（OQAM調制）,OQAM調制原理可克服QAM調制的上述缺點，它先將I，Q兩路數(shù)字信號通過偏置取樣合成一路信號，再經(jīng)由濾波器（例如升余弦平方根滾降RRC濾波器）變換為模擬基帶信號并實施中頻調制，將中頻QAM信號傳輸至高頻信道上。,這種I，Q信號的數(shù)字合成其后面只用一個低通濾波器，可消除兩個低通濾波器特性不一致的問題；另外，對I，Q信號作偏置取樣與合成時兩路信號的取樣時鐘來自同一源，相位精度高，沒有正交偏差問題。 偏置取樣使I，Q信號合成一路數(shù)字信號的方框圖如圖7-37（a）所示，I，Q樣本的輸出序列如圖7-37（b）所示。,圖7-37I，Q信號的偏置取樣和合成,圖7-37（a）中，開關K1和K2分別選通輸入數(shù)據(jù)中的I，Q信號，由K1選通I的奇樣本、K2選通Q的偶樣本（參見圖7-37（b））。并且，I和Q樣本交替地變換正負號。所以，輸入升余弦平方根滾降濾波器即正交樣本序列為 I1，Q2，-I3，-Q4，I5，Q6，-I7，-Q8，…,從頻域-時域的信號變換看，I1，-I3，I5，-I7，…將變換成I（t）sinωct；Q2，-Q4，Q6，-Q8，…將變換成Q（t）cosωct。參見圖7-38。因此，從時域看，式（7-36）的信號對應于圖7-38中兩個波形的合成，而這正是MQAM的信號表示式 u(t)=I(t)sinωct+Q(t)cosωct （7-37） 也就是，式（7-36）實現(xiàn)了MQAM的全數(shù)字調制。,圖7-38 OQAM中信號的頻域-時域關系,1. MVSB調制原理 一般地，調制框圖如圖7-39所示。,7.2.7MVSB調制,圖7-39 MASK調制器原理方框圖,輸入數(shù)據(jù)的碼率為Rbbit/s時經(jīng)串/并變換成k路數(shù)據(jù)后，每路數(shù)據(jù)的碼率為Rb/k bit/s，再由數(shù)/模變換器變換成2k=M電平的數(shù)據(jù)，與載波cosωct相乘而形成MASK已調波。,在傳送信號中尚需再傳送一個低電平的、被抑制的基準載波信息，它稱為導頻信號。這時，具體可將傳送的上邊帶向下側展寬一些，使包含進載波分量，就像目前的模擬電視信號廣播中應用的殘留邊帶調制（VSB）方式一樣。因此，此種MASK調制傳輸方式在數(shù)字電視的應用中稱為MVSB調制。,在高斯白噪聲下，它們也具有相同的誤碼率特性，如圖7-40所示。圖7-40VSB和QAM調制的誤碼性能因此，從頻譜利用率和抗干擾能力上看，X—VSB與X2—QAM特性相當。,2. MVSB和MQAM的比較,在電路構成上，兩者是有差別的，VSB比QAM簡單些，硬件復雜度低。另外，VSB中依靠導頻信號使接收端恢復出參考載波，雖然保證了載波的恢復，但一定程度上消耗了一部分數(shù)據(jù)信號功率，導頻信號能量太小時則容易受噪聲的干擾。在QAM調制信號傳送中，沒有導頻信號，可最大限度地利用高頻功率，并且這種方式在通信系統(tǒng)中早已得到應用，技術比較成熟。,2. COFDM調制的基本原理 為了解決高速率數(shù)據(jù)在通過開路通道傳輸時因多徑效應引入的碼間干擾問題，采取的一種方法是在規(guī)定的高頻帶寬B內均勻安排以N=2r個子載波，同時將高碼率的串行數(shù)據(jù)流經(jīng)串/并變換器分路成N個并行支路，使支路的碼率相應地大為降低，然后由N路符號（每符號由2，4或6比特組成）分別對N個子載波進行調制（4PSK，16QAM或64QAM），再將各路已調波混合，便可得到總帶寬為B、頻分復用的FDM信號。,7.2.8COFDM調制,正交指各個載波的信號頻譜是正交的，即各個載波的頻譜間雖有重疊部分，但解調時利用正交性可正確解調每個載波的調制符號，因為其他載波的頻譜值正對應于函數(shù)（sinx）/x中的零點。,圖7-41中，輸入數(shù)據(jù)流經(jīng)串/并和D/A（數(shù)/模）變換后，Ij和Qj數(shù)值為1，3或5，調制正交載波后得到相應的星座圖。各路已調波經(jīng)相加后復用成最終的OFDM信號輸出。 接收端對此OFDM信號的解調是調制的逆過程，解調器的原理框圖如圖7-42所示。,圖7-41OFDM調制器原理方框圖,圖7-42OFDM信號解調器原理方框圖,按照上述的OFDM調制解調原理和圖7-41和圖7-42所示的框圖，在發(fā)送端和接收端都需要有N個等級差頻率的振蕩器，而N值可能是兩千多甚至八千多，顯然難以實際做到。因此，實現(xiàn)OFDM調制和解調需通過數(shù)學運算的幫助，具體是利用了IDFT（離散傅立葉反變換）和DFT（離散傅立葉變換），而實際應用了IFFT（快速離散傅立葉反變換）和FFT（快速離散傅立葉變換）運算，并由專用的集成塊芯片來完成運算，給出所需的結果。,3.具體實施方法,由于對每個載波進行正交調制，得到的每個已調波矢量具有該載波獨具的幅度和相位，它們可表示成下式 式中，sk(t)為用復數(shù)表示的載頻ωk的已調波函數(shù)，Ak(t)為已調波的幅度， k(t)為已調波的相位。實際傳輸?shù)男盘柺莝k(t)的實數(shù)部分，其Ak(t)和Φk(t)是隨逐個調制符號變化的。,由于OFDM信號有N個調制符號（I+jQ）和N個載波ω，所以它們形成的相應復信號為 式中，ωk=ω0+kΔω0?？紤]到一個符號周期Ts上信號是一個定值，有Ak(t)→Ak，k(t)→Φk。串行數(shù)據(jù)流并行分散到N個子載波上后，每個符號的傳輸時間Ts是串行數(shù)據(jù)流中符號傳輸時間ΔT的N倍，也即Ts=NΔT。,對時間上連續(xù)的s(t)進行間隔為ΔT的取樣，在一個符號周期Ts內取N個樣值，則第n個樣值可表示成,為了簡化式（7-44），令ω0=0，即ωk=kΔω，它不影響該公式的通用性，于是 式中，AkejΦk表明了頻域內kΔω頻率分量的幅度和相位。,式（7-45）實際上是一個離散傅立葉反變換公式。因為，Δf=1/Ts=1/(NΔT)，所以kΔωnΔT=k2πΔfnΔT=(2πkn)/N。 AkejΦk定義了離散的頻域信號，標記成AkejΦk=S(k)。再將式（7-45）左邊寫成s(n)，式（7-45）成為,式（7-46）正是離散傅立葉反變換的一般表示式，已知等式右邊的頻域函數(shù)就可以計算出左邊的時域函數(shù)。兩端是復數(shù)值之間的運算，運算量極大，可以使用快速離散傅立葉反變換（IFFT）來實現(xiàn)，具體使用高速處理芯片。,接收端對接收到的OFDM信號的解調是發(fā)送端的逆過程，其中關鍵部分是IFFT的反運算也是FFT（快速離散傅立葉變換）。FFT是將不同載頻的已調波組合成的OFDM信號變換為其各個已調波分量，數(shù)學表示式為,從各已調波中得到相應的Ak，Φk數(shù)據(jù)，由此恢復出有關的Ik，Qk數(shù)據(jù)，經(jīng)閾值判決而獲得相應數(shù)值1，3或5后，便譯碼出圖7-44中所示的每路x比特的1，0組合值，最后經(jīng)并/串變換后成為原來的基帶信號數(shù)據(jù)流。 為了幫助理解OFDM信號構成成分的波形例子，圖7-44所示的為OFDM復信號構成的一個示例。,圖7-44 OFDM信號的構成示例,