《通信電子電路》PPT課件

通信電子電路通信電子電路何豐 主編重慶郵電學院人民郵電出版社v第三章高頻功率放大器的結(jié)構(gòu)與實現(xiàn)第三章高頻功率放大器的結(jié)構(gòu)與實現(xiàn)v3.1概述概述 v3.2丙類諧振功放的結(jié)構(gòu)和原理v3.3 實際丙類諧振功放原理分析v3.4諧振功放的耦合和設計原則 v3.5丙類倍頻器 v3.6*寬帶高頻功率放大器 v3.7*功率合成與功率分配電路v3.8*D、E類諧振功放v3.9 電路與信號 第三章高頻功率放大器的結(jié)構(gòu)與實現(xiàn)第三章高頻功率放大器的結(jié)構(gòu)與實現(xiàn)v功率放大器功率放大器是指能輸出大功率信號的放大電路，它可以分為低頻功放和高頻功放兩類v其中節(jié)能、高效的具體表現(xiàn)是：在輸入信號為零時，電路應基本不耗能；在輸入不為零時，電路有足夠大的輸出功率和盡可能高的效率v進一步體會到：實際電路和電路的性能總是與特定信號環(huán)境和信號類型相聯(lián)系的，否則電路的優(yōu)勢就不能體現(xiàn) 3.1概述概述v一般來說，信號最低頻率fimin與最高頻率fimax滿足2fiminfimax關系時，放大電路被稱為窄帶放大器窄帶放大器，v與窄帶放大器相對應的是寬帶放大器寬帶放大器，它的最大特點在于最低信號頻率fimin的某些倍頻仍屬于有用頻率范圍。v常見的高頻寬帶功率放大器有A類類(也稱甲類甲類)和B類類(也稱乙類乙類)兩種，它們的工作原理和結(jié)構(gòu)與低頻甲、乙類功放基本一樣，3.1概述概述3.1概述概述v下面就提高效率的基本思路介紹如下：v1通過減小增益元器件在信號周期內(nèi)的導通時間，來提高功放效率。v2設法減小導通時，增益元器件的功v3頻帶選通部分應選用本身耗能低的LC選頻網(wǎng)絡*3.2丙類諧振功放的結(jié)構(gòu)和原理丙類諧振功放的結(jié)構(gòu)和原理v丙類諧振功率放大器丙類諧振功率放大器也稱為C類高頻窄帶功類高頻窄帶功放放。vA類功放的放大管應在整個輸入信號周期內(nèi)工作于放大狀態(tài)；vB類功放類功放中的放大管只有半個周期處于放大狀態(tài)，另半周則處于截止狀態(tài)；vC類功放類功放中的放大管一般來說只有小于半周的時間工作于放大狀態(tài)。3.2.1 非飽和下的丙類功放分析非飽和下的丙類功放分析v非飽和是指放大管在導通時間內(nèi)只處于管子的放大區(qū)，而沒有進入飽和區(qū)的工作情況。如將iC 波中的虛實線合起來就有了一個完整的正弦波，設此完整正弦波的振幅為Icm，那么：(3-2-1)v如=，則管子在整個信號周期內(nèi)處于放大區(qū)，這時稱管子為甲類工作狀態(tài)甲類工作狀態(tài)；如=/2，則稱管子處于乙類工乙類工作狀態(tài)作狀態(tài)；如 /2，則稱管子處于丙類工作狀態(tài)丙類工作狀態(tài)。嚴格說來，只要 ，且具有圖中的特定電路結(jié)構(gòu)就可稱為丙類丙類放大器放大器，但由于實際中的 均滿足小于/2的條件，所以有丙類功放中放大管 /2的說法。cmCcmIII/arccosmax3.2.1 非飽和下的丙類功放分析非飽和下的丙類功放分析v圖3-2-1（a）中的高頻扼波圈，對直流信號相當于短路。因此，晶體管電壓vC E(t)的直流分量以及隔直電容C0上的直流電壓分量都應為VCC。若C0的容量很大，則：v (3-2-2)v另外，從電路結(jié)構(gòu)也能得知，由VCC 提供的直流電流Idc只能流經(jīng)放大管到地，也就意味著iL(t)的直流成分為零，的直流成分與Idc相同。由波形經(jīng)傅里葉級數(shù)分解后可得：v (3-2-3)v若R、L、C、C0組成的總阻抗遠小于RFC的感抗，則的交流成分只能通過C0和并聯(lián)諧振回路到地。這時：v (3-2-4)()(tvVtvoCCCE)()1()(100maxmax22CCCcIniItdtiTIICOSCOSSTTCd記tItIItitiscsccCCOSCOSmmdL221)()(3.2.1 非飽和下的丙類功放分析非飽和下的丙類功放分析v (3-2-5)v若頻帶選通電路，即并聯(lián)諧振電路的L、C諧振于輸入信號頻率s，且R相對不太小的話，輸出信號vo(t)可近似表示為：v (3-2-6)v而諧波電流則通過L、C被釋放掉了，不形成有效的輸出電壓分量。)()1(1maxmax1CCcIniIICOSCOSSm記tVtRItvsoscCOSCOSmmo1)(3.2.1 非飽和下的丙類功放分析非飽和下的丙類功放分析v若三極管導通時未進入飽和區(qū)，則輸出交流功率Po，直流電源輸出功率Pd，放大器效率 分別可表示為：v式中，稱為電壓利用系數(shù)（=Vom/VCC）。由式（3-2-2）知，在保證不進入飽和狀態(tài)下，的最大值為：(3-2-10)v若飽和壓降VCE(sat)=0，則式（3-2-9）變?yōu)椋簐 (3-2-11)RVRIPmmoco2212121cdCCCCCdIVIVP0COSSCOSSnini21IIVV21IV2RIPPccoccodmmdmd1CCCC21CC)(ECCCVVVsatxam)(2COSSCOSSninixam3.2.1 非飽和下的丙類功放分析非飽和下的丙類功放分析v例題例題：設計一個C類放大器。采用N溝道增強型VMOSFET管子作為電路的增益元件，要求電路向負載R提供25W的功率，放大器效率為85%，忽略管子可變電阻區(qū)帶來的影響。工作頻率為50MHz，電源電壓為正12伏。3.2.1 非飽和下的丙類功放分析非飽和下的丙類功放分析v解：根據(jù)題意畫出相應電路如圖3-2-3所示。圖中CD對交流短路，C和L諧振于工作頻率。在忽略可變電阻區(qū)的影響條件下，可令：Vom=VDD=12V，那么R=122/(225)=2.88。v由式（3-2-11）可得：=73.5 o（也可由附錄C的g1得到）。v又將ID 1m=2Po/Vom代入式(3-2-5)可得放大管的最大漏極電流ID max=7.884(A)。v由式（3-2-2）有vD max=VDD+Vom=24V。v若設R、L、C回路的品質(zhì)因素Q=5，則有：3.2.1 非飽和下的丙類功放分析非飽和下的丙類功放分析vL=R/(Q)=1.8310-3(H)vC=1/(L2)=5.52610-3(F)v若取RFC的感抗 RFC 25ZL，則：v若取 ，則：)H(2290R25RFC.25ZC1LD)F(0270R25C.D3.2.1 非飽和下的丙類功放分析非飽和下的丙類功放分析v在前述各公式的假設條件下，也可寫出如下關系：v (3-2-12)v (3-2-13)v可見：在 st 范圍內(nèi)，與vCE(t)的關系在放大區(qū)仍可能是直線關系。tttItItissscscCOSCOSmmC,0)(tniRIVtRIVtvscCOSCOSSmCCsmcCCCE)(cos)(13.2.1 非飽和下的丙類功放分析非飽和下的丙類功放分析3.2.2 進入飽和區(qū)的丙類功放分析進入飽和區(qū)的丙類功放分析3.2.2 進入飽和區(qū)的丙類功放分析進入飽和區(qū)的丙類功放分析v為了便于與節(jié)的非飽和情況相區(qū)別，v我們常將有部分時間進入飽和的情況稱為丙類功放的過壓工作狀態(tài)過壓工作狀態(tài)；v否則，稱為欠壓工作狀態(tài)欠壓工作狀態(tài)；v而將過壓與欠壓的臨界情況稱為臨界工作狀臨界工作狀態(tài)態(tài)。3.2.2 進入飽和區(qū)的丙類功放分析進入飽和區(qū)的丙類功放分析v首先，我們設理想情況下的三極管輸出特性曲線如圖3-2-5（a）所示；同時，設管子在飽和區(qū)內(nèi)與vCE應滿足下式：v (3-2-14)v式中，Scr近似為常數(shù)，表示了飽和線飽和線（或臨臨界飽和線界飽和線）的斜率的斜率大小，反映了 基本只受vCE 影響的性能特點。crSvdidCEC3.2.2 進入飽和區(qū)的丙類功放分析進入飽和區(qū)的丙類功放分析v例題例題3.2.2 電路結(jié)構(gòu)如圖3-2-1（a）所示。三極管的Scr為0.41S，電路處于臨界工作狀態(tài)，電壓利用系數(shù)=0.9，VCC=30V，導通角為90 o。求Vom，R，Po。v解：由電壓利用系數(shù)定義，Vom=VCC=27 V；考慮電路工作于臨界狀態(tài)，以及Scr的定義，可得：)(21)(.maxAVVSImorcCCC3.2.2 進入飽和區(qū)的丙類功放分析進入飽和區(qū)的丙類功放分析v在=90 o條件下，由式（3-2-5）可得：v又由式（3-2-6）有：v諧振時，又由式（3-2-7）得)A(60I.m1c)(45IVRmm1co)W(18IV21P.mm1coo3.2.3 丙類功放的性能分析丙類功放的性能分析v1.負載負載R的變化的變化3.2.3 丙類功放的性能分析丙類功放的性能分析2.輸出回路直流電壓輸出回路直流電壓VCC的變化的變化3.2.3 丙類功放的性能分析丙類功放的性能分析v例題例題3.2.3 已知一處于臨界工作狀態(tài)的丙類功率放大器。在單音激勵下的輸出功率為35W，此時的VCC=50V。如功放的集電極電壓特性如圖3-2-8所示。試求在其它條件不變時，VCC減半后的電路輸出功率為多少？v解：從圖3-2-8的集電極電壓特性得知：VCC減半時，基波電流振幅應減半，而；所以，在VCC=25V時，。3.2.3 丙類功放的性能分析丙類功放的性能分析v三三.輸入回路直流電壓變化輸入回路直流電壓變化3.2.3 丙類功放的性能分析丙類功放的性能分析v4.輸入交流信號的振幅輸入交流信號的振幅變化變化3.2.3 丙類功放的性能分析丙類功放的性能分析v例題例題3.2.4 已知某一由場效應管組成的丙類功放，其輸入回路如圖3-2-9（a）所示。其中場效應管的轉(zhuǎn)移特性如圖3-2-11所示。當VGG=2V，Vim=2V時放大器處于臨界工作狀態(tài)，其效率為70%。試問：在其它條件不變情況下，Vim由2伏變成1伏后，功放效率如何？3.2.3 丙類功放的性能分析丙類功放的性能分析v解：由于VGG=2V，所以無論Vim為何值，管子的導通角均為90 o。又由已知的轉(zhuǎn)移特性可知：Vim減半后，的最大值也應減半。由式（3-2-3）和式（3-2-5），和也會減半。這樣，利用式（3-2-9）可得到Vim減半后，值也應減半。3.3實際丙類諧振功放的原理分析實際丙類諧振功放的原理分析3.3.2 丙類功放輸出電路的特性丙類功放輸出電路的特性v在圖3-2-1(a)的并聯(lián)諧振負載型丙類功放中，C、E端的交流電壓本應為標準正弦波(在正弦激勵下)。但若考慮到實際情況，C、E兩端要保持標準的正弦交流波形是不可能的。v第一，在管子C、E端的大電壓變化情況下，從三極管的C、E極看進去的輸出等效電容的變化是極大的。由這一等效電容和電路中C、L共同構(gòu)成的諧振回路的諧振頻率將不可能固定不變，那么在管子截止期間和其它時間內(nèi)，由電容濾除高頻諧波的能力就不可能相同。因而從時域來看vo(t)是不理想的。3.3.2 丙類功放輸出電路的特性丙類功放輸出電路的特性v第二，在管子飽和工作期間，飽和電流與vCE的特殊關系(見近似表達式，即式(3-2-14)決定了vCE(t)的負峰會受到低飽和電阻(1/Scr)的瀉放而發(fā)生畸變。v第三、如進一步考慮到在高頻工作時，電路中的引線等引起的大量分布電抗和小數(shù)值L、C難以實現(xiàn)性，以及并聯(lián)Q值不可能很大的實際情況，要得到理想的vo(t)也是不可能的。3.3.2 丙類功放輸出電路的特性丙類功放輸出電路的特性v由圖3-3-2，的大小可通過電容Cc來計算。電容Cc上的電流為：vi(t)=IdciCio(3-3-1)v由于容值Cc和電流iC的大小難于用數(shù)學式子來表達，從而導致了的計算變得不可能進行。3.3.2 丙類功放輸出電路的特性丙類功放輸出電路的特性v圖3-3-1（b）的波形為實驗所得，在工程設計中可采用下列公式進行估算。R2)VV(6250P2)t(CECCsao.CCMCV)43(VcdI)43(IMC3.3.3 丙類功放輸入電路的特性丙類功放輸入電路的特性v圖3-2-1（a）的輸入回路存在著兩個方面的缺陷。v第一，在PN結(jié)單向?qū)ㄌ匦缘挠绊懴?，信號源輸出的電流波形嚴重偏離了輸入的變化規(guī)律。v第二，要使輸出諧波分量少，應盡可能的使波形在導通期間與輸入信號的變化規(guī)律一致。3.3.4 輸入電路的直流饋電方式輸入電路的直流饋電方式v所謂饋電饋電是指直流通路的情況。由于輸出直流通路通常都與圖3-3-1(a)類似，所以，下面只對輸入回路的情況進行討論。v3.3.1 在三極管B、E兩極間形成自身反偏壓的條件是什么？3.3.4 輸入電路的直流饋電方式輸入電路的直流饋電方式3.4諧振功放的耦合和設計原則諧振功放的耦合和設計原則v初步設計包括兩個方面的內(nèi)容。v一是對信源與放大器、放大器與負載聯(lián)接方式的設計問題，即匹配網(wǎng)絡的設計問題；v另一個則是放大器本身的設計問題，它主要包括管子的選取、輸入信號阻抗和輸出負載阻抗的取值問題。3.4.1 復制電路舉例復制電路舉例v例題例題3.4.1 某一晶體管，在146MHz，VCC=12.5 V時，按圖3-3-1(a)類似電路給50 負載提供20W的輸出功率(PL)，電路功率增益GP=10.8dB，并且大信號阻抗Zc=3.3j1.7，ZB=1.64j0.78。試說明含義。v解：題中的大信號阻抗理解為上述特定晶體管的電路指標下，三極管C、E間外接基波交流負載阻抗和B、E間看出的基波阻抗的最佳值已經(jīng)給定，見圖3-4-1。3.4.1 復制電路舉例復制電路舉例3.4.1 復制電路舉例復制電路舉例v如考慮到RFC1、RFC2的交流阻抗很大，即實際可取v則BZRFCs251csZRFC252)(71 j33ZZ.co)(780 j641ZZ.Bs)(0490.1HRFC)(10.2HRFC3.4.1 復制電路舉例復制電路舉例v有關Zo和Zs的進一步確定問題，將在小節(jié)的匹配網(wǎng)絡部分中講解。v因為GP=10.8dB，而在Zo和Zs網(wǎng)絡中，只有負載RL和信源內(nèi)阻Rs消耗能量，則輸入三極管的能量，也就是信源輸出的能量為v若這時已知集電極效率為60%，則直流電源輸出功率為：Pd=Po/60%v33.33(W)，流過RFC2的直流電流Idc/VCC=2.67(A)。)W(66110P10PP.08.1L08.1oi3.4.1 復制電路舉例復制電路舉例v例題例題3.4.2 現(xiàn)需設計一功率放大器，工作頻率為170MHz，輸出功率為10W。電路工作于臨界狀態(tài)的C類放大器。v解：首先，討論三極管應滿足的條件 3.4.1 復制電路舉例復制電路舉例v（1）為了減小工作頻率的變化對管子放大倍數(shù)的影響，也為了使管子的引線電感，結(jié)電容等電抗分量的影響最小，應使所選管子的fT越大越好。但限于成本和實際管子的制造水平，管子的fT與工作中心頻率fs應滿足下式：ZTMH340f2fs3.4.1 復制電路舉例復制電路舉例v（2）由題知，電路的輸入信號應為等幅、頻率可變的信號，如第八章圖8-3-21的信號，這樣管耗可認為基本恒定。如輸出負載網(wǎng)絡中只有負載消耗能量，則管耗為Pcmax=Po/Po。v的PCM應滿足下式：PCM 2.5Pcmax 10.7(W)3.4.1 復制電路舉例復制電路舉例v3對三極管V(BR)CEO的要求。在考慮到管子的二次擊穿，諧波電壓，以及在調(diào)試中出現(xiàn)的失諧情況，應有下式的限制。vV(BR)CEO 3VCC （3-4-3）v4對三極管ICM的要求。如考慮到輸入信號的頻率范圍，以及電路的基本正常工作等實際情況，ICM應滿足：vICM 2Idc=2(Po/)/VCC （3-4-4）3.4.1 復制電路舉例復制電路舉例v綜合上述條件，查閱大功率三極管手冊，可選取3DA22B，其指標為：vPCM=15W，ft 400MHZ，ICM=1.5AvVCE(sat)1.5A，V(BR)CEO 55V，Cob 40pFv通過相應的計算，可取電路VCC=20V，Idc=0.71A。3.4.1 復制電路舉例復制電路舉例v現(xiàn)在，我們再來討論管子交流通路的ZB和，如圖3-4-2所示。忽略三極管輸出引線電感后可分析如下：v對輸出回路，C、E端的并聯(lián)等效電阻R為：v (3-4-5)v也就有 (3-4-6)(172)(2)(0osatPVVRZECCCLZ1Cj171Z1oesc3.4.3 耦合電路耦合電路v耦合電路耦合電路是為解決電信號能否有效地進行傳輸提出來的。v 1.基本阻抗變換電路基本阻抗變換電路v令：令：(3-4-7)v可得：可得：(3-4-8)v ppppjXRjXRjXRssp2p2p2pRXRXRsp2p2ppXXRRXs3.4.3 耦合電路耦合電路v又由(a)圖有：，由(b)圖有：v將式（3-4-8）、式（3-4-9）代入，令：pppXRQQQQsp)Q1(RR2pssXQQ1X22psssRXQ 3.4.3 耦合電路耦合電路v2.運用舉例運用舉例3.4.3 耦合電路耦合電路v由式（3-4-12）有：v (3-4-14)v又由式(3-4-10)得：v (3-4-15)v (3-4-16)7631RRQ.sp)(40812QRX.s)(313QRX.pp3.4.3 耦合電路耦合電路3.4.3 耦合電路耦合電路v電容C的大小由下式?jīng)Q定：v (3-4-17)v即 (3-4-18)v為討論由上式?jīng)Q定的電容大小對網(wǎng)絡通帶的影響，可令=s+代入式(4-4-17)，得：v (3-4-19)v將式(3-4-18)代入上式，并整理得v (3-4-20)三三.常用常用L、C匹配網(wǎng)絡匹配網(wǎng)絡j114)X71(jCj1Lj.ss)L114(jCj1ss.C)(j1L)(jZss)L114(jLj114jZss.三三.常用常用L、C匹配網(wǎng)絡匹配網(wǎng)絡3.4.4 調(diào)整與調(diào)諧調(diào)整與調(diào)諧v調(diào)諧調(diào)諧是指將放大器的各個諧振回路調(diào)整到輸入信號頻率上，以保證有用功率的最大傳遞和減小無用功率信號在各元器件之間的交換。這有利于三極管安全可靠地工作。v調(diào)整調(diào)整是指在基頻下的匹配電阻大小的調(diào)整，以使信號源能向放大管輸入端提供最大的信號，使放大管能向負載提供最大的功率輸出。3.4.4 調(diào)整與調(diào)諧調(diào)整與調(diào)諧v結(jié)合丙類功放的特點，我們在調(diào)整、調(diào)諧時應注意以下兩方面情況。v第一，由于分布參數(shù)的存在，設計的不精確性等因素，使得在電路中總安排了可調(diào)的電抗元件。v第二，調(diào)諧和調(diào)整是不可分的。從3-4-3小節(jié)第二部分的設計就能說明這一現(xiàn)象。盡管如此，我們還是能從具體電路中找出對調(diào)整或調(diào)諧起關鍵作用的元器件。3.4.4 調(diào)整與調(diào)諧調(diào)整與調(diào)諧v具體操作步驟是：首先將VCC減半后加于電路，再將輸入信號從零開始增加，在振幅增大過程中要不斷調(diào)整各可調(diào)電抗元件使電路總處于調(diào)諧和調(diào)整好了的最佳狀態(tài)，直到輸出變化不大為止。v接著再逐步加大VCC和輸入信號幅度，并反復調(diào)整和調(diào)諧，直到滿足要求為止。3.4.4 調(diào)整與調(diào)諧調(diào)整與調(diào)諧3.5丙類倍頻器丙類倍頻器v倍頻器倍頻器是指輸出信號頻率為輸入信號頻率整數(shù)倍的頻率變換電路。v如為兩倍時，就稱為二倍頻器二倍頻器；v如為三倍時，就稱為三倍頻器三倍頻器。3.5丙類倍頻器丙類倍頻器v以圖3-2-1(a)電路為例，輸出回路調(diào)諧于n倍的輸入信號頻率上，并且在放大管未進入飽和區(qū)的情況下，對iC的余弦脈沖進行付氏級數(shù)分解后可得：v直流成分 (3-5-1)v有用頻率的振幅，即輸入信號的n次諧波振幅為：v (3-5-2)1(max0COSCOSSinIICC)1)(1()(22max(COSSnCOSCOSSnnninnniIICcnm3.5丙類倍頻器丙類倍頻器v另外，與丙類功放類似的公式有：v (3-5-3)v (3-5-4)v例題例題3.5.1 設計一個二倍頻器，它在VCC=12V時，向負載提供0.5W的功率。放大器工RIVmncmocodIVPCC3.5丙類倍頻器丙類倍頻器v作于臨界狀態(tài)，VCE(sat)=0.5(V)。v解：為了獲得最大輸出，可通過改變輸入激勵和偏置使=2/3n=60o，這時：v故：v代入式（3-5-1）可得：Idc0.07(A)v代入式（3-5-4）可得：59.5%)(132P2)VV(Rosat2)(CECCmaxmax2760)601)(12(26002601202.2)(212CoooooCsatmcIniniIRVVICOSSCOSCOSSCECC)(31602760.)(maxARVVIsatCCECC3.6寬帶高頻功率放大器寬帶高頻功率放大器v寬帶高頻功率放大器又稱為線性高頻功放線性高頻功放。它的主要特點是不具有濾除各次諧波的輸入、輸出選頻網(wǎng)絡。因此它具有如下性質(zhì)：v第一，功放中的放大器件只能對輸入信號進行即時的、同比例的線性放大，不能產(chǎn)生輸入沒有的頻率成分。因此只能采用甲、乙類線性功率放大器。v第二，為使功率有效傳輸，在放大器與信源之間、放大器與負載之間都要有能在高頻范圍內(nèi)起作用的寬帶匹配網(wǎng)絡。v在低頻電路的學習中，我們知道一個放大器總是有一定的頻率范圍，如用寬帶和窄帶來衡量，低頻放大器一般都稱為寬帶放大器寬帶放大器。v如果是放大器的上限截止頻率，是下限截止頻率，那么窄帶放大器應滿足fh0的同時，VT2管應導通，VT1管應截止。這時：v (3-8-15)v (3-8-16)v在輸出v00的同時，VT1管應導通、VT2管應截止。這時：v (3-8-17)v (3-8-18)tRInmVtnmVscoCOSdCCCCvtv2)(4)()(tRInmtnmtscoCOSdvvC21)(8)(2)(tRInmVtnmVscoCOSdCCCCvtv2)(4)(tRInmtnmtscoCOSdvvC22)(8)(2)(3.8.1 D類功放原理與設計考慮類功放原理與設計考慮v結(jié)合式（3-8-15）和式（3-8-17），可得：v (3-8-19)v又考慮到理想電感上不應存在直流電壓分量，即：v (3-8-20)v故 (3-8-21)tRInmVtnmVtscoCOSdCCCCvv2)(4)()(0)(822)(RInmVcdCCtvRI)nm(8Vcd22CC3.8.1 D類功放原理與設計考慮類功放原理與設計考慮v將其代入式（3-8-13）、式（3-8-14），得：v (3-8-22)v (3-8-23)v故 (3-8-24)v (3-8-25)v%(3-8-26)tmnR2V)t(soCOSCCitmnVtsoCOSCCv2)(2CC2CC)mVn(R81)mn2V(R21Po2CCCC)mVn(R81IVPcdd100PPdo3.8.1 D類功放原理與設計考慮類功放原理與設計考慮3.8.1 D類功放原理與設計考慮類功放原理與設計考慮v如考慮管子飽和壓降，則式（3-8-19）就變?yōu)関 (3-8-27)v相應有 (3-8-28)v (3-8-29)v (3-8-30)tRInmVVtscsatCOSdCECCv2)()(4)(2)(CECCmVVnR81PsatoVV)mn(R8VP)(CECC2CCsatdCC)t(CECCVVVsa3.8.1 D類功放原理與設計考慮類功放原理與設計考慮v例題：例題：設計一電流開關型D類功放電路，其負載為50，輸出功率為5W，假設n/m=2，VCE(sat)為0.5V。v解：由式（3-8-28）可得：v 如取諧振回路的Q=5，v則：v)V(67VnmRP8V.)(CECCsato)A(70)mn(R8VVI.22)(CECCsatcd)(822)(82.)(2maxmaxVVRImnnmvsatcCEdoCv)(10550QRC1Lss3.8.2 E類功放原理類功放原理v可做如下改進。v第二，在管子C、E間并上一個適當?shù)碾娙?，以保證iC 向載止過渡期間時vCE較小。v第三，為防止三極管反轉(zhuǎn)工作(C變E、E變C的工作)，應在管子C、E間接一個反向高速二極管。v第四，為加速導通與截止的轉(zhuǎn)換時間，輸入信號應采用開關激勵。這一激勵在R、L、C失諧不大的情況下，對輸出是無影響的。v圖中的Lo、Co諧振于信號頻率，L是輸出支路顯感生的電感。這一電路就是E類放大器類放大器的原理電路。圖中的(b)是相應電量的典型波形。3.8.2 E類功放原理類功放原理v圖中的Lo、Co諧振于信號頻率，L是輸出支路顯感生的電感。這一電路就是E類放大器類放大器的原理電路v為便于分析，現(xiàn)假設條件如下。v1.三極管為理想三極管，只起開、關作用。如包括二極管在內(nèi)，則可流過反向電流。v2.RFC只能流過直流電流。v3.中只含有輸入信號頻率成分。v4、v5、管子導通與截止的占空比為50%。Cj1jB,Ljjx,0Cj1Ljssosos3.8.2 E類功放原理類功放原理v設晶體管在t=t0時剛截止，相應相角為；在t=t1（對應1）時開始導通。這樣一個周期內(nèi)的可表示為v (3-8-31)v由于有L，與中的基波分量，就存在一個相位移。令v (3-8-32)v (3-8-33)其它,0)(1)(1)(0010ttocdstttdiICtdtCtCCEiv)()(tniVtsomoSv)()(tniRVtsomoSi3.8.2 E類功放原理類功放原理v若 0=0，1=，則在一個周期內(nèi)的可具體表示為v (3-8-34)v為使管子由截止轉(zhuǎn)向?qū)〞r的=0，則必須在t=Ts/2時，vCE(t)=0。由此和式（3-8-34）可解得v (3-8-35)omcV2IRdCOS其它,020,)(1)(somsomscsCETtRVtRVtICtCOSCOSdv3.8.2 E類功放原理類功放原理vE類放大器除上述要求外，還要進一步要求t=Ts/2時，vCE(t)=0。從而保證了反向電流不存在，與管子并聯(lián)的電容C的儲能正好耗盡。這時有v (3-8-36)v由上兩條件可得理想的為o，即v (3-8-37)omcVIRdniSradoo567.048232.3.8.2 E類功放原理類功放原理v下面給出結(jié)論為v (3-8-3 (3-8-39)v (3-8-40)(3-8-41)v (3-8-42)(3-8-43)v (3-8-44)v=100%R446652R)4/1(B.2R15251X.CCCCCEVVv5632.0maxcmaxdI862.CiCC2CCV07414/1V2V.omR73371VR)4/1(V2I.CC2CCcdRV5760RV4/12P2CC2CC2.o3.8.2 E類功放原理類功放原理v當由Co、Lo、R組成的諧振回路Q不夠大時，會有少量諧波電流通過負載回路，這時，式（3-8-38）、式（3-8-39）就不再適用了。由此，可采用瞬時分析法導出經(jīng)驗公式如下：v （3-8-45）v （3-8-46）v實際中，Q一般為5左右。R670QQ111X.)4QQ8101(R18360B2.3.9 電路與信號電路與信號v通過本章的學習，我們得到如下幾點認識：v第一：在輸入信號為單一頻率的條件下，非線性電路內(nèi)部必然存在眾多頻率的信號分量，這些分量在輸入頻率為高頻時，各頻率分量的頻差較大，容易被濾波電路單獨提取或濾除（只要被提取的信號為窄帶信號，都具有這樣的特點）。3.9 電路與信號電路與信號v與第一章提到的多路共用電路系統(tǒng)相比，這里更強調(diào)由電路非線性在輸出回路中產(chǎn)生的共存多信號的必然性，以及共存多信號可以分為有用和無用信號兩類。v第二：對于存在于電路中的不同頻率信號，可以通過電容和電感的阻抗隨頻率變化的電路特性來分別進行處理。實際上，在講解低頻放大器時，我們就已經(jīng)利用了電容的隔直特點，使放大器的交流與直流的電路通路有所不同，從而較好地解決了放大元器件的工作點需求與交流信號源的影響，以及交流信號的傳遞問題。3.9 電路與信號電路與信號v第三：諧振功放之所以效率較高是因為減少了增益元件的導通時間，以及利用選頻電路幾乎不耗能的條件得到的。